Спосіб векторного керування швидкістю обертання трифазного машини


H02P27/08 - Управління або регулювання електричних двигунів, генераторів, електромашинних перетворювачів; управління трансформаторами, реакторами або дросельні котушки (конструкції пускових апаратів, гальм або інших керуючих пристроїв див. у відповідних підкласах, наприклад механічні гальма F16D, механічні регулятори швидкості G05D; змінні резистори H01C; пускові перемикачі H01H; системи для регулювання електричних або магнітних змінних величин з використанням трансформаторів, реакторів або дросельних котушок G05F; пристрої, конструктивно пов'язані з електричними двигунами, генераторами, електромашинними перетворювачами, трансформаторами, реакторами або дросельні котушки, див. у відповідних підкласах, наприклад H01F,H02K; з'єднання або управління

 

Винахід відноситься до електротехніки і може бути використано в системах векторного керування швидкістю обертання асинхронного електродвигуна, синхронного електродвигуна, машини подвійного живлення, в тому числі в системах бездатчикового управління швидкістю обертання і системах прямого керування моментом обертання.

Відомий спосіб керування асинхронним електродвигуном, в якому асинхронний двигун управляється шляхом регулювання вихідної напруги інвертора, що перетворює постійний струм в змінний з регулюванням частоти при регульованому напрузі і регулюванням частоти при постійному напрузі за рахунок зміни глибини модуляції, яке виконується по команді на зміну намагнічує складової струму в первинній обмотці асинхронного двигуна, на який подається напруга від інвертора, і по команді на зміну компоненти напруги, які формуються у відповідності зі згаданими відповідними компонентами і виконуються у відповідності з командою на зміну моментообразующей складової струму статора. Пристрій, що реалізує спосіб, містить перетворювач полярних координат, що перетворює вектори напруги в амп вхід якого надходять вимірювані датчиками струмів три вихідних струму ШІМ-інвертора (струм статора). Перетворювач координат перетворює останні за матричною формулою перетворення координат згідно із сигналом кута зсуву в компоненту намагнічує складової струму в системі координат обертового магнітного поля і в компоненту моментообразующей складової струму статора. За допомогою системи регулювання в пристрої здійснюється зменшення різниці між заданими значеннями величин і обчисленими за показаннями датчиків струму і напруги значеннями цих величин (UA №2193814, МПК Н02Р 21/00, опубл. 7.11.2002).

Недоліком способу є неточність системи регулювання через використання перетворення над векторами для трифазних струмів і напруг статора в двофазну ортогональну систему координат, в якому не враховується тип обмоток статора конкретного електродвигуна і пов'язане з цим несинусоидальное розподіл магнітної індукції в повітряному зазорі машини. Іншим недоліком є те, що не враховується розподілений характер струмів ротора, індукованих струмами статора, що призводить до невисокої точності регулювання асинхронного двигуна в динамічних режимах розгону і прискорення.

Відомі способи векторним управління�: Навчальний посібник / ГОУВПО «Іванівський державний енергетичний університет імені в. І. Леніна» - Іваново, 2008 р. - с. 3-16), що характеризуються наступними ознаками:

- широко застосовується метод перетворення координат з метою спрощення розв'язання задач аналізу і синтезу процесів в машинах змінного струму;

- пряме та зворотне перетворення векторів струмів і напруг статора з нерухомою відносно статора трифазної системи координат в нерухому відносно статора двофазну ортогональну систему координат з використанням векторно-матричної форми запису перетворення або еквівалентних цього перетворення виразів;

- перехід від нерухомої системи координат до обертовою системі координат, поверненою на кут зсуву координатних систем. Ортогональні системи координат, орієнтовані по одному з векторів машини.

Найбільш широке поширення в системах векторного керування отримав спосіб орієнтації змінних за вектором потокозчеплення ротора. Часто такий спосіб називають орієнтацією по полю (Виноградов А. Б. Векторне керування електроприводами змінного струму: Навчальний посібник / ГОУВПО «Іванівський державний енергетичний університет імені в. І. Леніна» - Іваново, 2008 р. - с. 191). При складанні рівнянь асинхронної мо є розподіл магнітного поля кожної з обмоток уздовж окружності ротора і статора прийнято синусоїдальним».

Недоліком описаного способу є неточність системи регулювання через використання перетворення над векторами на комплексній площині для трифазних струмів і напруг статора в двофазну ортогональну систему координат, в якому не враховується тип обмоток статора конкретного електродвигуна і не враховується пов'язане з цим несинусоидальное розподіл магнітної індукції в повітряному зазорі машини.

Відомі способи управління трифазної машиною, що використовуються в асинхронних двигунах (Усольцев А. А. Частотне керування асинхронними двигунами: Навчальний посібник - СПб: СПбГУ ІТМО, 2006, - розділ 2, с. 50-70; рис.2.23 с. 60; рис.2.31. с. 69). Введено поняття узагальненого просторового вектора. Синусоидальность розподілу магніторушійної сили в зазорі машини дозволяє представити магнитодвижущую силу або пропорційні їм струми узагальненим просторовим вектором на площині, перпендикулярної осі ротора машини. Під узагальненим вектором розуміється вектор, проекції якого на осі фазних обмоток в будь-який момент часу дорівнюють миттєвих значень фазних величин, представлених цим вектором. Для спрощення математичних операцій координати точок на любу для прямого векторного керування моментом обертання асинхронного двигуна визначаються вектор потокозчеплення статора і електромагнітний момент асинхронного двигуна. Потім модуль вектора і електромагнітний момент порівнюються з заданими значеннями потокозчеплення статора і електромагнітного моменту асинхронного двигуна. Після чого з допомогою компараторів, званих релейними регуляторами, формуються логічні сигнали помилки. Для управління модулем потокозчеплення використовують релейний регулятор з гістерезисом, а для керування моментом - релейний регулятор з гістерезисом і зоною нечутливості. На підставі цих сигналів регуляторів та інформації про становище вектора потокозчеплення на площині базових векторів вибирають таку чергову комбінацію станів ключів інвертора, при якій буде сформований базовий вектор напруги, зменшує відхилення від заданих значень. В результаті роботи системи регулювання модуль потокозчеплення статора і електромагнітний момент асинхронного двигуна будуть постійно перебувати в зоні допустимого відхилення від заданого значення.

Недоліком відомого способу є неточність регулювання, пов'язана з використанням перетворення над векторами на комплексній площині для перетворення трифазних струмів і напруг статора, магнітних потоків статора і ротора атора конкретного електродвигуна на розподіл магнітної індукції в повітряному зазорі машини і процеси регулювання швидкості обертання електродвигуна.

Відомий спосіб, використаний у системі асинхронного електроприводу з векторним керуванням без датчика швидкості (Козярук А. Е. Сучасне і перспективне алгоритмічне забезпечення частотно-регульованих електроприводів / А. Е. Козярук, В. о. Рудаков, /Під ред. А. Р. Народицького. - СПб.: Санкт-Петербурзька Електротехнічна компанія, 2004. - с. 30-39, с. 46-48, с. 66-70, с. 80-85, с. 82, рис.30), в якому використовуються вирази для перетворення трифазних струмів статора в ортогональну двофазну систему, є перетвореннями векторів на комплексній площині для ідеалізованої машини, що має синусоїдальну розподіл магнітної індукції в зазорі машини незалежно від типу обмоток статора. Аналогічні перетворення використовуються для напруг статора, магнітних потоків статора і ротора.

Недоліком даного способу є неточність регулювання, пов'язана з використанням перетворення над векторами на комплексній площині для перетворення трифазних струмів і напруг статора, магнітних потоків статора і ротора в проекції узагальнених векторів на ортогональні осі координат без урахування впливу типу обмоток статора конкретного електродвигуна на розподіл магн�ти обертання.

Найбільш близьким технічним рішенням є спосіб векторної орієнтації струму електромеханічного перетворювача енергії, в якому вимірюють струм, перетворюють його в двофазну систему координат, вимірюють напругу статора, перетворюють його в двофазну систему координат, що визначають амплітуди і фази струму і напруги, потім обчислюють потокозчеплення статора в двофазній системі координат, обчислюють фази і амплітуди потокозчеплення статора, ротора, потім обчислюють нормовані з одиничною амплітудою косинусні і синусні функції фаз зазначених векторів і синфазні і ортофазние струми і кути фазового зсуву вектора струму щодо будь-якого із зазначених векторів. Додатково обчислюють електромагнітний момент електромеханічного перетворювача (UA 2141720, МПК Н02Р 21/00, опубл. 20.11.1999).

Недоліком способу є неточність розрахунків через використання перетворення над векторами на комплексній площині для перетворення трифазних струмів і напруг статора в двофазну ортогональну систему, в якій не враховується тип обмоток статора конкретного електродвигуна.

Технічний результат полягає в підвищенні точності регулювання швидкості вра�бразовании координат, який використовується в системі управління для векторів струмів, напруг і потокосцеплений.

Технічний результат досягається тим, що вимірюють струм трифазної машини, перетворюють його в двофазну систему координат, вимірюють напругу статора трифазної машини, перетворюють його в двофазну систему координат, що визначають амплітуди і фази струму і напруги, потім обчислюють потокозчеплення статора в двофазній системі координат, обчислюють фази і амплітуди потокозчеплення статора, ротора, потім обчислюють нормовані з одиничною амплітудою косинусні і синусні функції фаз зазначених векторів і синфазні і ортофазние струми і кути фазового зсуву вектора струму щодо будь-якого із зазначених векторів, додатково обчислюють електромагнітний момент трифазної машини. Перетворення фазних струмів магнітних потоків і напруг статора в результуючі вектори струмів магнітних потоків і напруг статора і ротора і перетворення їх ортогональні проекції на осі координат виробляють з множенням на відповідні поправочні коефіцієнти елементів матриць перетворень векторів або з множенням на відповідні поправочні коефіцієнти елементів эквивалентнихрами статора і ротора виробляють з множенням елементів матриць перетворень векторів на відповідні поправочні функцій від кута зсуву ротора відносно статора або з множенням на відповідні поправочні функцій від кута зсуву ротора відносно статора елементів еквівалентних виразів матриць перетворень векторів для ідеалізованої моделі машини, причому згадані поправочні коефіцієнти і поправочні функції створюють згідно з розподілом магнітної індукції вздовж повітряного зазору конкретної машини у відповідності з типом обмоток статора і обмоток ротора цієї машини.

На фіг.1 наведено розподіл м. д. с. (індукції) по пазах статора від дії струму обмотки фази А статора для трифазної петлевий двухпериодной обмотки з укороченим кроком (Z=36, p=2, m=3, y=7, q=3).

На фіг.2 побудовані графіки по розрахунковим значенням з табл.1 для зміни проекцій магнітного потокозчеплення фази А статора на просторі одного полюсного ділення залежно від кута зсуву 0 відносно осі обмотки А статора (на графіку - зміщення прив'язані до пазів статора).

На фіг.3 зображена схема системи векторного керування асинхронного двигуна.

В табл.1 наведено результати розрахунку поправочних коефіцієнтів і поправочних до функцій матриць перетворень магнітних потоків, струмів і напруг трифазної машини.

Сутністю пропонованого способу є введення поправочних коефіцієнтів і поправочних до функцій матриць перетворень магнітних потоків, струмів і напруг трифазної машини.

Для цього:

1. Створення попра�зи А статора асинхронної машини на полюсне простір машини в залежності від кута зміщення відносно осі обмотки А статора для трифазної петлевий двухпериодной обмотки з укороченим кроком (Z=36, p=2, m=3, у=7, q=3) виконані згідно з табл.1. Графіки фіг.2. виконані згідно з табл.1. і дозволяють визначити поправочную функцію КАа(θ) до функції cos(θ) зміни проекції вектора магнітного потокозчеплення обмотки по куту зсуву відносно осі цієї обмотки, яка використовується в матриці [L12]=L1m·[KMSR(ϑ)] для ідеалізованої моделі машини.

Для взаимоиндуктивних зв'язків обмоток статора і ротора в перетворенні векторів на комплексній площині ПВК-ПГ (для ідеалізованої машини) використовують матрицю -

[L12]=L1m[cos(ϑ)cos(ϑ+120)cos(ϑ120)cos(ϑ120)cos(ϑ)cos(cos(ϑ+120)cos(ϑ120)cos(ϑ)]=L1m[KMSR(ϑ)].

У пропонованому модифікованому способі перетворення векторів на комплексній площині (М-ПВК) використовуються поправочні функції KAa(ϑ)=FSR(θ) до елементів KMSR(ϑ) матриці перетворень [L12] у перетворенні векторів на комплексній площині ПВК-ПГ (для ідеалізованої машини) -

[L12F]=L1m[cos(ϑ)FSR(ϑ+0)cos(ϑ+120�p>)cos(ϑ120)FSR(ϑ120)cos(ϑ120)FSR(ϑ120)cos(ϑ)FSR(ϑ+0)cos(ϑ+120)FSR(ϑ+120)cos(ϑ+120)FSR(ϑ+120)cos(ϑ120)FSR(ϑ��FSR(ϑ+0)]==L1m[KMSR(ϑ)FSR(ϑ)].

Тут FSR(ϑ) - поправочна функція до елементів матриці взаємних індуктивностей [L12між обмотками статора і ротора ідеалізованої моделі машини.

Проекції магнітного потоку відповідають потокам, які пройшли через повітряний зазор, тобто потоків взаємної індукції між обмотками між обмотками статора або ротора. Тому значення функції КАа(θ) для кутів зсуву θ можуть бути використані як поправки KSS до коефіцієнтів [KMSS] матриці взаємних індуктивностей між обмотками статора [L1]=L1m([1]·k+[KMSS]) для утворення модифікованої матриці [L1K]=L1m([1]·k+[KMSS]·KSS). Поправочна функція FSR(θ) застосовується до елементів матриці взаємних індуктивностей обмоток статора і ротора [L12F=L1m·[KMSR(ϑ)] для освіти[KMSR(ϑ)·FSR(θ)]. Поправочна функція KAa(θ=FSR(θ) (верхній графік фіг.2. ) показує (для розглянутого типу намотування), що магнітний потік фази А статора проектується на інші напрями обмоток статора і ротора досить близько до функції cosθ, відповідної ідеалізованої моделі машини. Коефіцієнт поправки KSS до елементів KMSSматриці взаимоиндуктивной зв'язку між обмотками статора, наприклад, для обмотки фази А статора з обмоткою фази статора при зсуві на 120°(2π/3)[радий] KSS=FSR(θ)=FSR(2π/3) складе всього 0,473/0,5=0,946. Аналогічні розрахунки проведені для двох інших типів обмоток-двошарової обмотки при Z=24, 2р=4, q=2 і для шаблонної обмотки перевальцем при Z=24. p=2, q=4, τ=12,=10(1-11). Ці розрахунки підтверджують висновки, отримані вище для аналізу магнітних потокосцеплений двухпериодной обмотки з укороченим кроком при Z=36, y=7, τ=9, 2р=4. Остання має найкраще з аналізованих обмоток розподіл м. д. с., що наближається до ідеального - синусоїдальним. Для двошарової обмотки при Z=24, 2р=4, q=2 поправочний коефіцієнт становить KSS=FSR(2π/3)=0,842, а для шаблонної обмотки перевальцем при Z=24. p=2, q=4, τ=12,=10(1-11) поправка становить KSS=FSR(2π/3)=0,889. Для розрахункової поправковою функції КАа(θ) на фіг.2. створена функція наближення -�ня можуть бути будь-якими іншими, а також можливе використання табличних функцій.

2. Алгоритм застосування поправочних коефіцієнтів і поправочних функцій.

Перелік умовних позначень величин:

(α,β) - нерухома відносно статора двофазна ортогональная система координат, орієнтована по положенню обмотки фази А статора;

(isAisBisC) - миттєві значення струмів фаз. А, В, С статора;

КАВ, КβВ=KβС=Kβ - поправочні коефіцієнти KSS до формул перетворення трифазної системи струмів статора в двофазну ортогональну систему струмів статора для ідеалізованої моделі двигуна;

isK(αβ)- уточнений узагальнений вектор струмів статора в системі

координат (α,β);

iαK, iβK- уточнені проекції узагальненого вектора струму статора на ортогональні осі системи координат (α,β);

isdK, isqK- уточнені проекції узагальненого вектора струму статора на ортогональні осі системи координат (d,q);

(usAusBusC) - миттєві значення фазних напруг трифазної системи обмот(αβ)- уточнений узагальнений вектор напруг статора в системі координат (α,β);

(uαK, uβK) - уточнені проекції узагальненого вектора напруги статора на нерухому відносно статора ортогональну двофазну систему координат (α,β);

Lm, LS, Lr- індуктивності (відповідно) намагнічування, статора, ротора, наведені до ланцюзі статора;

σ - коефіцієнт розсіювання магнітного ланцюга двигуна,

σ=1Lm2/(LsLr);

Rs, Rr- активний опір статора, активний опір ротора, наведене до ланцюзі статора;

Tr- постійна часу ланцюга ротора, Tr=Lr/Rr;

ΨrαKΨrβK- уточнені проекції узагальненого вектора магнітного потокозчеплення ротора на нерухому відносно статора ортогональну двофазну систему координат (α,β);

ΨrmK- уточнений модуль узагальненого вектора магнітного потокозчеплення ротор�лення ротора і віссю системи координат α (α,β),

(d,q) - ортогональная система координат, орієнтована відносно магнітного потокозчеплення ротора (щодо магнітного потоку машини в повітряному зазорі);

zp- число пар полюсів статора;

М - момент обертання двигуна.

2.1. Перетворення фазних струмів статора в проекції результуючого вектора струму статора на ортогональні осі координат.

Перетворення трифазної системи струмів (isAisBisC) обмоток статора в еквівалентну, нерухому відносно статора двофазну ортогональну систему координат (α,β), отримає вид -

iαK=isA+(-0,5)·KAB·(isB+isC);

iβK=(32)KβBisB+(+32)KβCisC=32Kβ(isB+isC)K(αβ)=iαK+jiβK

де КАВ, КβВ=КβС=Кβ - поправочні коефіцієнти KSS до формул перетворення трифазної системи струмів статора в двофазну ортогональну систему струмів статора для ідеалізованої моделі двигуна.

(Як приклад, тут наведено поправочні коефіцієнти в табл.1 - КАВ=0.946, Кβ=0.942).

2.2. Перетворення фазних напруг статора в проекції узагальненого вектора напруги статора на ортогональні осі координат.

Перетворення трифазної системи фазних напруг обмоток статора (usAusBusC) в проекції результуючого (узагальненого) вектора напруги статора (uαK, uβK) на еквівалентну, нерухому відносно статора ортогональну двофазну систему координат (α,β), отримає вид -

uαK=usA+(-0,5)·KAB·(usB+usC);

uβK=(32)KβBusβ(usB+usC);

usK(αβ)=uαK+juβK

де KAB, KβB=KβС=Кβ - поправочні коефіцієнти KSS до формул перетворення трифазної системи напруг статора до двофазної ортогональній системі напруг статора (α,β) для ідеалізованої моделі двигуна.

(Як приклад, тут наведено поправочні коефіцієнти з табл.1 - КАВ=0.946, Кβ=0.942).

2.3. Обчислення проекції магнітного потокозчеплення ротора на ортогональні осі координат (α,β) виконується згідно з виразами

ψrαK(t)=ψrαK=LmLr[0t(uαK<�σLsiαK];

ψrβK(t)=ψrβK=LmLr[0t(uβKRsiβK)dtσLsiβK].

2.4. Обчислення модуля магнітного потокозчеплення ротора

ψrmK(t)=ψrmK=ψrαK2+ψrβK2.

2.5. Обчислення кута зсуву γKвід системи координат (α,β) до системи координат (d,q), де γK- уточнений пространственни�, �роизводится через тригонометричні функції

γK=arctg(ψrβKrαK); cosγKrαKrmK; sinγKrβKrmK.

2.6. Перехід від системи координат (α,β) до системи координат (d,q).

Обчислення проекцій магнітного потокозчеплення ротора в системі координат (d,q)

ψrdKrαKcosγKrβKsinγK;

ψrqK=-ψrαKsinγKrβKcosγK.

2.7. Перехід від системи координат (α,β) до системи координат (d,q).

Обчислення проекцій струму статора в системі координат (d,q)

isdk=isαKcosγK+isβKsinγk;

isqk=-isαKsinγk+isβKcosγK.

2.8. Обчислення моменту обертання

M=32ZPLmLr(ψrdKisqK).

2.9. Постійна часу ротора

Tr=Lr/Rr.

2.10. Кутова швидкість ротора

ω=ωr=ω2=dKTr.

Отримані вище в операціях 2.1-2.10 значення величин дозволяють здійснити регулювання окремих величин в залежності від конкретної функціональної схеми електроприводу з векторним керуванням. Так посилене значення різниці між заданим ззовні завданням кутової швидкості ротора і обчисленим значенням кутової швидкості ротора (п. 2.10) може служити сигналом зміни величини моментообразующей складової струму статора isqk(п. 2.7). При цьому посилення різниці між завданням модуля магнітного потокозчеплення ротора і його обчисленим значенням ψrmK(п. 2.4) може служити сигналом керування амплітудою напруги інвертора, що забезпечує стабілізацію магнітного потокозчеплення ротора. Поданий сигнал ззовні завдання кутової швидкості ротора може використовуватися в якості сигналу завдання частоти напруги на виході інвертора, що подається на статор двигуна. Таким чином, зазначені для запропонованого способу операції обробки сигналів (пп.2.1-2.10) дозволяють побудувати різні системи векторного керування електроприводом, що забезпечує облік системою управління важЕть розподілу магнітної індукції вздовж повітряного зазору машини.

Застосування запропонованого способу векторного керування швидкістю трифазної машини. В якості прикладу наведено опис системи асинхронного електроприводу з векторним керуванням без датчика швидкості. Функціональна схема електроприводу з використанням запропонованого способу управління показано на фіг.3. Структура приводу є однією з найбільш простих і досить ефективною для застосування запропонованого способу векторного керування. Асинхронний двигун 1 підключений до інвертора напруги 2. Сигнал завдання величини модуля магнітного потокозчеплення 3 ротора і обчислене в системі управління приводом значення модуля магнітного потокозчеплення ротора 4 підключені до входів вузла порівняння 5. Вихід вузла порівняння 5 з'єднаний з блоком 6. Сигнал 7 з виходу блоку 6 з'єднаний з входом блоку 8. Сформований сигнал завдання швидкості обертання 9 з'єднаний з входом блоку 8 і виходом задатчика інтенсивності зміни швидкості обертання (задатчика прискорення двигуна) 10, вхід останнього є зовнішнім входом завдання швидкості обертання 11. Сигнал 12 з'єднаний з виходом блоку 8 і входом обмежувача рівня 13, вихід якого служить сигналом 14 для управління величиною напруги, создаваормирователя інтенсивності 15. З виходу формувача 15 сигнал завдання частоти 16 з'єднаний з виходом керування частотою інвертора 2. Трифазний датчик 17 має три вводу від трьох фазних напруг статора і три висновки, які з'єднані з трьома входами перетворювача 18. Сигнали 19 з двох виходів перетворювача 18 з'єднані з двома входами обчислювача 20. Сигнали двох проекції магнітного потоку ротора 21 з двох виходів обчислювача 20 з'єднані з двома входами обчислювача 22 модуля узагальненого вектора магнітного потокозчеплення ротора. З виходу блоку 22 сигнал 4 модуля узагальненого вектора магнітного потокозчеплення ротора з'єднаний з інверсним входом вузла порівняння 5. Два інших входу обчислювача проекцій 20 з'єднані з сигналами двох проекції узагальненого вектора струму статора 23, які пов'язані з двома виходами перетворювача координат 24. Три входи перетворювача координат 24 з'єднані з трьома виходами датчика 26 фазних струмів статора.

Робота системи керування електроприводу відбувається наступним чином. Асинхронний двигун 1 (фіг.3) отримує харчування від інвертора напруги 2, що працює з широтно-імпульсною модуляцією з регулюванням амплітуди і частоти напруги (usAusBusC) на статорі дв�ростью обертання ω двигуна. Сигнал будівлі величини магнітного потокозчеплення3(ψrmz)ротора і обчислене в системі управління приводом значення магнітного потокозчеплення ротора 4 (ψrmK) порівнюються між собою у вузлі порівняння 5. Сигнал різниці магнітних потокосцепленийΔψrm=(ψrmzψrmK)з вузла 5 надходить у блок 6, де він (Δψrm) формується за інтенсивністю зміни і обмежується рівнем. Сформований сигнал 7 перемножується в блоці 8 з сигналом швидкості обертання (ωz) 9, що надходять через задавач інтенсивності зміни швидкості обертання (задатчик прискорення) 10 входу завдання швидкості обертання(ω0z)11. З виходу блоку множення 8 сигнал 12 проходить через обмежувач рівня 13 і служить сигналом (Usmz) 9 надходить через формувач інтенсивності його зміни 15 як сигнал завдання частоти (ω0) 16 на виході інвертора 2. Сигнал (ω0) 16 з точністю до ковзання задає швидкість обертання (ω) двигуна 1. Трифазний датчик 17 створених на двигуні 1 фазних напруг статора (usAusBusC) подає ці напруги на перетворювач 18, в якому з трифазної системи векторів формуються ортогональні проекції в двофазній ортогональної системи векторів (uαK, uβK) 19 узагальненого вектора напруги статора. Ортогональні проекції узагальненого вектора напруги статора (uαK, uβK) 19 надходять в обчислювач 20 проекцій магнітного потокозчеплення ротора (ψrdKψrqK) 21 і потім в обчислювач 22 модуля узагальненого вектора магнітного потокозчеплення ротора (ψrmK). За проекціями магнітного потокозчеплення ротора (ψrdKψrqK) в блоці 22 обчислюється модуль (ψrmK) 4 магнітного потокозчеплення ротора. У вичислителе проекцій (ψrdKψrqK) 20 використовуються ортогональні двофазні проекції (iαK, iβK) 23 узагальненого вектора струму статора, створювані в перетворювачі трифазної системи координат в двухфазн� статора. Пропонований спосіб керування швидкістю обертання трифазного машини використовується в розглянутому приводі в перетворювачі координат 18 для уточненого перетворення системи трьох векторів фазних напруг статора в двофазну ортогональну систему проекції 19 узагальненого вектора напруги статора. Пропонований спосіб використовується в розглянутому приводі в перетворювачі координат 24 для уточненого перетворення системи трьох векторів фазних струмів статора в двофазну ортогональну систему проекції 23 узагальненого вектора струму статора. Всі інші блоки розглянутого приводу здійснюють колишні функції, однак, отримавши уточнені значення проекцій узагальненого вектора струму статора і проекцій узагальненого вектора напруги статора, система регулювання приводу здійснює свої функції з більшою точністю, оскільки в уточнених сигналах враховані конструктивні особливості обмоток статора трифазної машини. Таким чином, досягається, з одного боку, збереження структури і функцій всіх блоків колишньої системи векторного керування швидкістю обертання трифазного машини, а, з іншого боку, враховуються особливості конструкції обмоток конкретної машини, �м двигуні немає необхідності враховувати особливості взаимоиндуктивной зв'язку між обмотками ротора (секціями короткозамкненої обмотки). Асинхронної машини з фазним ротором повинні враховуватися взаимоиндуктивние зв'язку між обмотками ротора і тому в цьому випадку слід використовувати поправочні коефіцієнти матриці взаємних індуктивностей між обмотками ротора. Ці коефіцієнти розраховуються для обмотки ротора за тією ж самою методикою, що застосовується для обмоток статора. Поправочні функції до матриці взаємних індуктивностей обмоток статора і ротора необхідно використовувати в тому випадку, якщо момент обертання двигуна розраховується через похідну від зміни взаємної індуктивності між обмотками статора і ротора по куті повороту ротора відносно статора. Однак цей метод розрахунку моменту обертання використовується переважно при моделюванні систем векторного керування електродвигуном в середовищі Matlab. У більшості промислових систем привода з векторним керуванням використовуються вектори і проекції векторів магнітних потокосцеплений статора і ротора і проекції струму статора. При перетворенні проекцій векторів із системи координат статора під обертається зі швидкістю магнітного поля систему координат або в систему координат, нерухому відносно ротора використовувати поправочні � статора і ротора конкретної машини. У кожному конкретному випадку необхідність використання поправочних функцій вимагає розгляду. Застосування запропонованого способу можливо при використанні будь елементної бази для створення системи векторного керування приводом (аналогової або аналого-цифровий). Важлива особливість запропонованого способу полягає в тому, що для його застосування не потрібно змінювати створену раніше систему векторного керування електроприводом, засновану на використанні матричних перетворень в рівняннях ідеалізованої машини. Лише елементи матриць перетворення множаться на поправочні коефіцієнти або на поправочні функції. Позитивний технічний ефект від застосування запропонованого способу створюється в разі необхідності підвищити точність регулювання (поліпшити процес налагодження приводу, розширити діапазон регулювання швидкості обертання і в інших подібних випадках). Запропонований спосіб може бути застосований не тільки для приводу з асинхронною машиною, але і для приводу з синхронною машиною, оскільки на її статорі є трифазна обмотка, може бути застосований для синхронізованою асинхронної машини, для машини подвійного живлення. Тому пропонований спосіб відн� векторів на комплексній площині ПВК-ПГ ідеалізованої моделі машини для векторного керування трифазної машиною пропонується застосовувати модифіковану векторне комплексне перетворення М-ВПК, використовуючи поправочні коефіцієнти і поправочні функції елементів матриць системи перетворення векторів на комплексній площині ПВК-ПГ ідеалізованої моделі машини або еквівалентним виразами цих перетворень. Пропонований спосіб дозволяє зберегти наявний математичний апарат матричної обробки векторних величин перетворення векторів на комплексній площині ПВК-ПГ ідеалізованої моделі машини і зберегти існуючі структури систем керування електроприводом, але одночасно врахувати в системах векторного керування типи обмоток реальних машин.

Крім того, запропонований спосіб дозволяє підвищити точність регулювання швидкості обертання і моменту обертання трифазної машини за рахунок більш точного обліку параметрів конкретної машини при перетворенні координат, що використовується в системі управління для векторів струмів, напруг і потокосцеплений.

n="1">Поправка до [L12] (розрахунок) КАа(θ) (∗)
Таблиця 1
Спосіб векторного керування швидкістю трифазної машини
Номер пазастатора01060708091011
Кут зсуву (° ел.)020406080100120140160180200
Проекція ФА(θ) потокозчеплення фази А (∗)10,9270,7450,4730,164-0,164-0,473-0,745-0,927-1-0,927
Cos(θ)10,9390,7660,5000,174-0,174-0,500-0,76610,9870,9730,9450,9420,9430,9460,9730,98710,987
Поправка до [L12] (модель) f(KAa(θ)) (∗)10,9810,9650,9520,9460,9460,9520,9650,98110,981
sin(θ)00,3420,6430,8660,9850,9850,8660,6430,3420-0,342
Поправка до�) КМАа(θ) (∗)0,50,6570,8240,9841,0051,1191,1101,2361,6281.71,628
Поправка до[L12'](модель) f(KMAa(θ)) (∗)0,70,7240,7940,8991,0311,1691,2991,4061,4761,51,476
∗ дані для частини пазів - 11 з 36. Величини наведені у відносних одиницях до максимуму величин.

Спосіб векторного керування швидкістю трифазної машини, полягає в тому, що вимірюють струм трифазної машини, перетворюють його в двофазну систему координат, вимірюють напругу статора трія, потім обчислюють потокозчеплення статора в двофазній системі координат, обчислюють фази і амплітуди потокозчеплення статора, ротора, потім обчислюють нормовані з одиничною амплітудою косинусні і синусні функції фаз зазначених векторів і синфазні і ортофазние струми і кути фазового зсуву вектора струму щодо будь-якого із зазначених векторів, додатково обчислюють електромагнітний момент трифазної машини, що відрізняється тим, що перетворення фазних струмів, магнітних потокосцеплений і напруг статора в результуючі вектори струмів, магнітних потокосцеплений і напруг статора і ротора і перетворення їх ортогональні проекції на осі координат виробляють з множенням на відповідні поправочні коефіцієнти елементів матриць перетворень векторів або з множенням на відповідні поправочні коефіцієнти елементів еквівалентних виразів матриць перетворень векторів для ідеалізованої моделі машини, перетворення між векторами статора і ротора виробляють з множенням елементів матриць перетворень векторів на відповідні поправочні функції від кута зсуву ротора відносно статора або з множенням на відповідні попраобразований векторів для ідеалізованої моделі машини, причому згадані поправочні коефіцієнти і поправочні функції створюють згідно з розподілом магнітної індукції вздовж повітряного зазору конкретної машини у відповідності з типом обмоток статора і обмоток ротора цієї машин.



 

Схожі патенти:

Спосіб підвищення енергетичних показників електровозів змінного струму з віп на igbt транзисторах (модулях) за критерієм споживання максимально активної потужності

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане на електрорухомому складі, одержуючому живлення від однофазної мережі змінного струму. Технічним результатом є максимально ефективне використання електромагнітної енергії, накопиченої ланцюга випрямленого струму для живлення тягових електродвигунів. При зонно-фазовому керуванні випрямні-інверторним перетворювачем, силова схема якої заснована на використанні IGBT транзисторів (модулів) в якості керованих силових ключів, плечі, що забезпечують роботу нерегульованої обмотки тягового трансформатора, включаються кожен напівперіод напруги в момент ωt=0 ел. град. Їх вимикання проводиться в момент, коли ωt=140-150 ел. град., що збігається з часом вимикання регульованої обмотки тягового трансформатора. За рахунок такого управління забезпечується максимальна компенсація індуктивного навантаження та максимально споживається активна потужність з мережі і повністю використовується електромагнітна енергія, накопичена в ланцюга випрямленого струму.

Спосіб керування автономним інвертором

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане для управління автономними інверторами з широтно-імпульсною модуляцією (ШІМ) для частотного регулювання швидкості асинхронного двигуна. Технічний результат полягає в розширенні робочого діапазону регулювання амплітуди 1-ї гармоніки вихідної напруги автономного інвертора аж до режиму 180-градусного управління, що забезпечує її максимально можливе значення. Спосіб керування трифазними автономними інверторами заснований на порівнянні високочастотного опорного напруги трикутної або пилкоподібної форми і низькочастотного багатофазного модулюючої напруги, в якому попередньо роблять модуляцію амплітуди опорного напруги у відповідності з величиною і формою модулів фазних модулюючих напруг. Отримані опорні напруги порівнюють з відповідними фазними модулирующими напругами. 4 іл.

Електрична передача потужності змінного струму тягового транспортного засобу з мікропроцесорною системою управління

Винахід відноситься до тяговим електричним системам транспортних засобів. Електрична передача змінного струму транспортного засобу з мікропроцесорною системою управління містить тепловий двигун, вал якого з'єднаний з валом трифазного синхронного генератора. До обмоток генератора за допомогою тиристорних комутаторів підключаються статорні обмотки асинхронного тягового двигуна з короткозамкненим ротором. Датчик частоти обертання енергетичної установки, датчик частоти обертання вала асинхронного тягового двигуна, датчики напруги і струму синхронного генератора, датчик переміщення елементів органів паливоподачі теплового двигуна, датчик магнітного потоку асинхронного двигуна та орган управління тяговим транспортним засобом пов'язаний з тепловим двигуном і мікропроцесорним контролером. Мікропроцесорний контролер підключений до блоку тиристорних комутаторів і до збудника синхронного генератора. Мікропроцесорний контролер відповідно до закладеної програми забезпечує включення і виключення відповідного числа пар полюсів асинхронного тягового двигуна в залежності від сигналів органу управління та обертів вала асин�рической передачі потужності змінного струму тягового транспортного засобу. 4 табл., 15 іл.

Спосіб і система управління електродвигуном обертання антени рлс

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане в регульованих електроприводах антен радіолокаційних станцій (РЛС). Технічним результатом є поліпшення техніко-економічних характеристик за рахунок зменшення змінної складової потужності на валу електродвигуна і підвищення надійності. У способі управління електродвигуном обертання антени РЛС обчислюють середню потужність, амплітуду змінної складової потужності на валу електродвигуна, коефіцієнт пульсацій потужності, миттєву потужність на валу електродвигуна, його середню швидкість, амплітуду змінної складової швидкості, коефіцієнт пульсацій швидкості, який підтримують на допустимому рівні шляхом впливу на інвертор сигналом, пропорційним змінної складової моменту опору на валу електродвигуна і знаходяться з цим сигналом у протифазі. Для реалізації способу в систему управління електродвигуном обертання антени РЛС введені пристрій корекції моменту і обчислювачі потужності, коефіцієнта пульсацій потужності, параметрів швидкості обертання, коефіцієнта пульсацій швидкості з відповідними зв'язками. 2 н. п. ф-ли, 1 іл.

Гальма для універсального електродвигуна

Винахід относитя до області електротехніки і може бути використане в ручної електричної машини, оснащеної небезпечним інструментом. Технічний результат - забезпечення ефективного гальмування з меншим щирій під щітками і малим їх износосм. У электродинамическом гальмі для універсального електродвигуна обмотка збудження при роботі в режимі гальмування живиться з мережі, а якір безпосередньо замкнутий накоротко. Процес гальмування виконується під управлінням керуючої електроніки, завдяки чому досягається ефективне гальмування при порівняно малому зносі щіток. 2 н і 13 з.п. ф-ли, 6 іл.

Пристрій для живлення синхронного гістерезисна двигуна

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане в електроприводах з синхронними гістерезисними двигунами. Технічний результат - зменшення втрат енергії і електромагнітних перешкод. Пристрій для живлення синхронного гістерезисна двигуна містить інвертор, датчик струму і задаючий генератор, блок виділення низькочастотної складової миттєвої частоти обертання ротора синхронного гістерезисна двигуна, вхід якого з'єднаний з виходом датчика струму, а його вихід - з входом керування частотою задаючого генератора. Датчик струму включений в ланцюг вихідного струму інвертора. 2 іл.

Система розподілу потужності

Винахід відноситься до систем розподілу потужності на морських судах. Система розподілу потужності містить першу шину розподілу, другу шину розподілу і мультиимпульсний випрямляч, що має висновки, підключені до першої шині розподілу. Також система містить генератор з безліччю виходів, причому n фаз першого ас виходу мають фазовий зсув відносно m фаз другого ас виходу. Перша частина n фаз першого ас виходу має фазовий зсув на заданий позитивний кут відносно m фаз другого ас виходу, а друга частина n фаз першого ас виходу має фазовий зсув на заданий негативний кут відносно m фаз другого ас виходу. Мінімізуються гармонійні спотворення. 15 з.п. ф-ли, 6 іл.

Пристрій керування частотно-регульованим електроприводом магістральних насосів

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використано для регулювання частоти обертання електродвигунів насосів, працюючих на довгі трубопроводи, наприклад магістральних насосів нафтопроводів. Технічний результат - зниження перепаду тиску в двох сталих режимах трубопроводу до безпечних значень для трубопроводу і не призводять до появи втомних дефектів в тілі труби. Пристрій керування частотно-регульованим електроприводом магістральних насосів містить перетворювач частоти, електродвигун, насос, датчик тиску, два блоки порівняння, два ключа і таймер. Вихід датчика тиску з'єднаний з першим входом першого блоку порівняння, на другий вхід якого подається сигнал, що задає тиску. Вихід першого блоку порівняння з'єднаний з першим входом другого блоку порівняння і силовим входом першого ключа, управляючий вхід якого з'єднаний з першим виходом другого блоку порівняння, другий вихід якого з'єднаний з керуючим входом другого ключа, вихід якого через таймер з'єднаний з керуючим входом перетворювача частоти. На другий вхід другого блоку порівняння і силовий вхід другого ключа подається сигнал допустимого п�

Спосіб управління установкою або електричним навантаженням, на яку подається електроенергія по протяжної лінії передачі

Даний винахід відноситься до способу управління електричним навантаженням або установкою, на яку подається електроенергія змінного струму з протяжної лінії передачі. Технічний результат: спрощення системи, підвищення її завадостійкості за рахунок усунення необхідності формування зворотного зв'язку за напругою. Винахід відноситься до контролера електроприводу, призначеному для передачі електричної енергії від джерела живлення до встановлення або навантаженні по кабелю протяжної лінії електроенергії змінного струму, довжина якого обчислюється кілометрами. Контролер електроприводу містить електричні ланцюги і/або характеризується регулюють процесами для видачі сигналу змінного струму з постійним відношенням напруги на частоті з метою управління зазначеної установкою і навантаженням. Незалежно від наявності коливань напруги та/або частоти, спочатку викликаються навантаженням, контролер електроприводу підтримує на висновках установки певні значення напруги і частоти шляхом швидкодіючого зміни вихідного сигналу перетворювача в залежності від навантаження установки або інший навантаження на основі розрахунку напруги і струму на вихід�, іл.

Спосіб управління обертової електричної машиною

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використаний для управління перетворювачем частоти в системі двигуна. Технічний результат - зменшення втрат при комутації. У способі управління обертової електричної машиною, щоб мінімізувати втрати при комутації під обертової електричної машини, представлений ітераційний спосіб управління, заздалегідь обчислює оптимальні комутуючі стану. 5 н. і 16 з.п. ф-ли, 14 іл.

Спосіб оптимального регулювання тягового електроприводу автономного транспортного засобу з асинхронними тяговими електродвигунами

Спосіб регулювання тягового приводу може бути використаний в тягових асинхронних електроприводах автономних транспортних засобів, у тому числі пневмоколесний машин, тракторів, а також тепловозів. Забезпечує роботу ДВЗ на граничній та часткових характеристик у режимах найбільшої економічності і розподіл тягових зусиль між активними колесами транспортного засобу при прямолінійному русі, а при малих швидкостях - і на поворотах, аналогічне розподілу тягових зусиль в широко застосовується і добре зарекомендував себе диференціальному приводі. Зміни значень зворотних зв'язків по напрузі і струму обернено пропорційно частоті обертання генератора. Частотне регулювання кожного електродвигуна здійснюється за допомогою електроприводу завдання попередньо розрахованих параметрів (абсолютного ковзання і струму) у функції частот обертання електродвигунів, що забезпечують роботу електродвигунів в оптимальному режимі. При цьому канали завдання частот напруг електродвигунів не мають зворотних зв'язків. Технічний результат полягає в забезпеченні роботи ДВС в режимі найбільшої економічності. 2 з.п. ф-ли, 7 іл.

Схема керування синхронним двигуном з постійними магнітами

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане для приведення в дію пральної машини. Технічний результат - зменшення енергоспоживання. Схема (1) управління, яка управляє синхронним двигуном (M) з постійними магнітами, що використовується для приведення в дію барабана в пральних машинах, містить перетворювач (2), який перетворює напругу мережі змінного струму в напругу постійного струму, трифазний інвертор (3), який інвертує постійний струм, що отримується від перетворювача (2), трифазний струм (Ia, Ib, Ic), блок (4) оцінки швидкості та положення, яке визначає дані, пов'язані з положенням і швидкістю ротора, за допомогою датчиків напруги під час запуску і роботи двигуна (M), і мікроконтролер (5), який забезпечує управління двигуном (M) за рахунок відправки синусоїдальних перемикаючих сигналів в трифазний інвертор (3) з сигналами, що отримуються від блоку (4) оцінки швидкості та положення. 7 з.п. ф-ли, 3 іл.

Пристрій перетворення потужності

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане в перетворювачах потужності. Технічний результат - підвищення коефіцієнта потужності і коефіцієнта корисної дії. Ланка (3) DC містить конденсатор (3а), підключений паралельно виходу схеми (2) перетворювача, і видає пульсуюча напруга (vdc) ланки DC. Схема (4) інвертора перетворює вихід ланки (3) DC в АС шляхом комутації і подає АС у підключений до неї двигун (7). Контролер (5) керує комутацією схеми (4) інвертора таким чином, що струми (iu, iv і iw) двигуна пульсують синхронно з пульсацією напруги (vin) харчування. Контролер (5) керує комутацією схеми (4) інвертора у відповідності з навантаженням двигуна (7) або робочим станом двигуна (7) і знижує амплітуду пульсації струмів (iu, iv і iw) двигуна. 5 з.п. ф-ли, 5 іл.

Пристрій оцінювання параметрів і процесів асинхронного електродвигуна

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане для автоматизованої ідентифікації параметрів електропривода з асинхронними електродвигунами. Технічний результат - розширення області застосування. Пристрій містить трифазний асинхронний електродвигун, параметри якого підлягають оцінюванню, датчики фазних напруг статора, датчики фазних струмів статора, перетворювач фазних напруг і перетворювач фазних струмів статора, що дозволяють перетворювати фазні напруги і струми статора напруги і струми узагальненої машини, що настроюється модель асинхронного електродвигуна, п'ять блоків обчислення оцінок параметрів, суматори. Пристрій дозволяє оцінювати параметри, змінні величини і частоту обертання асинхронного електродвигуна без використання датчиків частоти обертання, кутового прискорення і пристроїв диференціювання. 8 іл.

Обмеження струму перевантаження при регулюванні живляться від інверторів трифазних двигунів

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане для управління та/або регулювання при експлуатації трифазного двигуна. Технічний результат - підвищення ефективності та надійності обмеження струму статора при високій динаміці при експлуатації двигуна. Трифазний двигун живиться від 3-фазного випрямляча струму з використанням регулятора (123) струму статора і регулятора (113) частоти ковзання або з використанням регулятора струму статора і регулятора обертаючого моменту. Для обмеження утворює обертовий момент компонента струму основного коливання струму статора, тобто струму через статор двигуна (N), подводимую до регулятора (113) частоту ковзання або регулятору обертаючого моменту задану величину (ω*Sl) обмежують до максимальної величини (ω*Sl_i_max) частоти ковзання або максимальної величини обертального моменту; для обмеження утворює потік компонента струму основного коливання струму статора обмежують швидкість, з якою змінюється підведена до регулятору (123) потоку статора задана величина (ψ*S), до максимальної величини (ΔψS,max, на виході від 119). Максимальну величину (ω*Sl_i_max) частоти ковзання або максимальну величину обертального мотока статора і в залежності від відфільтрованої фактичної величини (|iSd|f) утворює потік компонента (iSd) струму основного коливання струму (iS) статора. 2 н. і 8 з.п. ф-ли, 6 іл.

Електропривод автономного об'єкта з вентильним двигуном

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане в вентильному електроприводі автономних об'єктів. Технічним результатом є підвищення енергоефективності за рахунок оптимізації в режимі пуску і використання режиму рекуперативного гальмування. Електропривод автономного об'єкта з вентильним двигуном містить датчик положення ротора, автономний інвертор напруги, регулятор швидкості, тригонометричні перетворювачі. Виходи регулятора струму в проекції на вісь q і регулятора струму в проекції на вісь d підключені до вичислителю, а вихід обчислювача підключений до керуючого входу автономного інвертора напруги, який з'єднаний з обмотками вентильного двигуна через зворотний зв'язок по току, через зворотний зв'язок по швидкості і через зворотний зв'язок по потоку в проекції на вісь d. 1 іл.

Інверторне пристрій і спосіб керування інвертором

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане для управління інверторним пристроєм. Технічним результатом є збільшення терміну служби перемикаючих елементів. Інверторне пристрій у своїй основі включає в себе інвертор (3), компонент (12, 26, 27) детектування швидкості обертання і компонент (9) управління. Інвертор (3) включає в себе безліч пар перемикаючих елементів (Q1-Q6). Компонент (9) управління управляє станом включення-виключення перемикаючих елементів (Q1-Q6), щоб перетворювати постійний струм від джерела (1) енергії постійного струму в змінний струм, поперемінно виконуючи перше і друге управління, коли швидкість обертання двигуна (4), сполученого з перемикаючими елементами, більше, ніж запропонована швидкість обертання. Перше управління включає перемикальні елементи (Q1, Q3, Q5), які безпосередньо сполучені з позитивним електродом джерела енергії, і вимикає перемикальні елементи (Q2, Q4, Q6), які безпосередньо з'єднані з негативним електродом джерела енергії. Друге управління включає перемикальні елементи (Q2, Q4, Q6), які безпосередньо з'єднані з негативним електродом, і вимикає перемикаю�

Пристрій векторного керування швидкістю асинхронного двигуна

Винахід відноситься до електротехніки, зокрема до регульованих приводів змінного струму, і може бути використане для мінімізації втрат електроенергії при живленні асинхронних електродвигунів, що застосовуються для насосів, вентиляторів та інших машин і механізмів. Технічний результат полягає в забезпеченні максимальної і постійного ККД двигуна у всьому допустимому діапазоні зміни зовнішнього моменту при заданої кутової швидкості. Технічний результат досягається тим, що в структуру запропонованого пристрою вводиться обчислювальний блок, який в умовах незначної варіації зовнішнього моменту Мс розраховує параметри швидкості та потокозчеплення. Це дозволяє без застосування датчика швидкості, механічно зв'язаний з валом двигуна, і блоку датчиків головного потокозчеплення, що розміщуються в зазорі статора, підтримувати максимальний і постійний ККД двигуна у всьому допустимому діапазоні зміни зовнішнього моменту при заданої кутової швидкості. 3 іл.

Пристрій перетворення потужності

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використане для перетворення потужності постійного струму потужність змінного струму. Технічним результатом є запобігання швидких флуктуацій струму, пов'язаних з операціями включення/вимикання кожного елемента перемикання. Пристрій перетворення потужності включає в себе: елементи (S1-S6) перемикання, які підключені паралельно до загальної струмопровідної шині і збуджують струми різних фаз; і контролер (14) електродвигуна, який управляє відповідними елементами (S1-S6) перемикання. Контролер (14) електродвигуна управляє відповідними елементами (S1-S6) перемикання таким чином, що напрямок флуктуації струму, обумовленої операцією включення/вимикання одного елемента перемикання, протилежно напрямку флуктуації струму, обумовленої операцією включення/вимикання, щонайменше, одного з інших елементів перемикання. 2 н. і 10 з.п. ф-ли, 25 іл.

Спосіб керування асинхронним двигуном

Винахід відноситься до області електротехніки і може бути використано в керованих асинхронних двигунах. Технічним результатом є спрощення алгоритму керування асинхронним двигуном при наборі і скидання заданої частоти обертання і при пуску асинхронного двигуна на «вибігу». У способі управління, що здійснюється у відповідності з формулою винаходу, зупиняють зміна завдання по частоті при зміні вхідної змінної напруги в широких межах або зміні значення завдання по частот; коли струм або напруга в ланці постійного струму досягають своїх критичних значень, відключають інвертор від ланки постійного струму доти, поки струм або напруга в ланці постійного струму не стане нижче критичного значення. При зміні завдання по частоті, пуску і зупинці асинхронного двигуна вихідну напругу і частоту змінюють по одному і тому ж закону скалярного частотного керування. При виключенні інвертора плавно знижують вихідні напруги і частоту до нуля, а при повторному пуску плавно розганяє асинхронний двигун з поточними значеннями напруги і частоти для виключення генераторного режиму на «вибігу». 2 іл.
Up!