Модуль оцінювання расфазировки, модуль компенсації расфазировки і когерентний приймач

 

РІВЕНЬ ТЕХНІКИ

Даний винахід відноситься до модуля оцінювання расфазировки для оцінки расфазировки між першим сигналом першого шляху даних і другим сигналом другого шляху даних у когерентному приймачі. Додатково, даний винахід відноситься до модуля компенсації расфазировки для компенсації оціненої расфазировки і до когерентному приймача, зокрема когерентному оптичного приймача, що включає в себе модуль оцінювання расфазировки і модуль компенсації расфазировки.

Важливою метою оптоволоконних систем телекомунікації є передача найвищої пропускної здатності даних через найдовша відстань без регенерації сигналу в оптичній області. З-за заданих обмежень на смугу пропускання, накладених оптичними підсилювачами і, зрештою, самим волокном, може бути важливим максимізувати спектральну ефективність. Більшість систем використовують формати двійковій модуляції, як, наприклад, кодування амплітудною маніпуляцією одного біта на символ.

Поліпшені формати модуляції в комбінації з когерентними приймачами забезпечують можливість високої ємності та спектральної ефективності. Поляризационное мультиплю комбінацію для систем оптичної передачі високої ємності, так як вони забезпечують можливість кодування інформації в усіх доступних ступенях свободи.

Додатково, комерційні пристрої, що використовують QAM констелляцию, є доступними в оптичних системах 40 і 100 Гб/с

В цьому відношенні фіг.15 показує схематичну блок-схему когерентного оптичного приймача 1500. Когерентний оптичний приймач 1500 має аналогову частину 1501 прийому (Rx) і цифрову частину 1503 прийому (Rx).

Rx аналогова частина 1501 має локальний осцилятор (LO) 1505 і 90° гібрид 1507, має два полюси. Гібрид 1507 приймає оптичний сигнал. Чотири оптичних передніх модуля (OFE) 1509, 1511, 1513 і 1515 з'єднані з гібридом 1507. Кожен блок 1509-1515 OFE з'єднаний з одним блоком 1517, 1519, 1521 і 1523 автоматичної регулювання посилення (AGC). Додатково, кожен блок 1517-1523 AGC приєднаний до аналого-цифрового перетворювача (ADC) 1525, 1527, 1529 і 1531.

Докладно:

Так як цифровий сигнал перетворюється в обидві поляризації, 90° гібрид 1507 використовується, щоб змішувати вхідний оптичний сигнал з сигналом локального осцилятора (LO) осцилятора LO 1505, що дає результатом чотири вихідних сигналу, а саме, за два сигналу на поляризацію. Оптичні OFE 1509-1515 налаштовані, щоб перетворювати соответстпедансний підсилювач (TIA). Так як потужність сигналу може змінюватися з часом, блоки 1517-1525 AGC можуть компенсувати варіації потужності сигналу. Чотири блоки 1517-1525 AGC можуть також бути внутрішньою частиною блоків 1509-1515 OFE.

Внаслідок складності реалізації пара блоків AGC може управлятися одним сигналом управління. Наприклад, пара блоків 1517, 1519 AGC може управлятися сигналом управління VXAGCдля X поляризації. Додатково, пара блоків 1521, 1523 AGC може управлятися сигналом управління VYAGCдля Y поляризації. Додатково, чотири блоку 1517-1523 AGC можуть управлятися чотирма незалежними напругами або керуючими сигналами.

Сигнали, що виводяться блоками 1517-1523 AGC, можуть квантоваться допомогою перетворювачів ADC 1525-1531. Чотири перетворювача ADC 1525-1531 можуть виводити X-поляризований синфазно сигнал (XI), X-поляризований квадратурно-фазовий сигнал (XQ), Y-поляризований синфазно сигнал (YI) і Y-поляризований квадратурно-фазовий сигнал (YQ).

Додатково, чотири квантованих потоку цифрових даних XI, XQ, YI і YQ додатково обробляються в блоці 1533 цифрової обробки сигналізації (DSP) Rx цифрової частини 1503. DSP 1533 може містити частина 1535 програмного забезпечення і частина 1537 апаратного забезпечення хворих лікарськими�аммного забезпечення. Блок 1533 DSP може бути налаштований, щоб компенсувати хроматичну дисперсію (CD), поляризаційну модовую дисперсію (PMD), поляризационное обертання, нелінійні ефекти, LO шум, зсуву частоти LO тощо. Більш того, оцінка повільних процесів, таких як зсуву частоти LO або CD, може здійснюватися в частині 1535 програмного забезпечення блоку 1533 DSP.

Додатково, фіг.16 показує схематичну блок-схему базових блоків 1600 DSP. DSP 1600 має частина 1601 програмного забезпечення і частина 1603 апаратного забезпечення. Частина 1603 апаратного забезпечення має блок 1605 регулювання зсуву і посилення (AGC).

Сполучені з блоком 1605 AGC є два блоки 1607 і 1609 компенсації: блок хроматичної дисперсії (CD) для X поляризації 1607 і блок 1609 компенсації CD для Y компенсації.

Додатково, блок 1603 апаратного забезпечення містить блок 1611 відновлення частоти і блок 1613 компенсації та деполяризації поляризаційної модової дисперсії (PMD) і хроматичної дисперсії (CD), з'єднаний з блоком 1611 відновлення. Блок 1613 PMD/CD компенсації та деполяризації може містити фільтра з кінцевою імпульсною характеристикою (FIR).

Більш того, блок 1615 оцінювання синхронізації приймає висновки блоку 1609 CD компенс блоку 1613 блок 1619 відновлення несучої з'єднаний з блоком 1621 декодування детектування.

Додатково, між шляхами даних, що забезпечують вхідні сигнали X, XQ, Y і YQ, є сполучені чотири ADC 1623, 1625, 1627 і 1629. Докладно:

Після корекції зсуву і посилення допомогою блоку 1605 чотири сигналу вирівнюються для хроматичної дисперсії в частотній області з використанням двох блоків 1607 і 1609 швидкого перетворення Фур'є (FFT). Частотний зсув може віддалятися в блоці 1611 відновлення частоти. Відстеження поляризації, PMD компенсація і залишкова CD компенсація може здійснюватися у часовій області з використанням FIR фільтрів 1613, в якості прикладу виконаних з бабочкообразной структурою (швидкісний фільтр).

Блок 1619 відновлення несучої налаштований так, щоб забезпечувати залишкове частотний зсув і відновлення фази несучої. Коли застосовується диференціальне декодування на стороні передавача (не показано), диференціальний декодер може використовуватися в блоці 1621 декодування і детектування кадру.

Додатково, CD може ефективно компенсуватися в блоках 1607 і 1609 FFT. Функція CD компенсації може бути

де λ0- довжина хвилі сигналу, fs- частота дискретизації, N - розмір FFT, c - ско�ко один блок 1701 FFT з використанням складного введення може застосовуватися до кожної поляризації, як ілюстративно показано на фіг.17. Зворотне FFT (IFFT) 1703 може бути ідентичним FFT 1701, хоча дійсна і уявна частини переставляються на вході і виході.

Між блоком 1701 FFT і блоком 1703 IFFT приєднаний блок 1705 зворотного хроматичної дисперсії (CD-1).

Чотири шляхи даних, як ілюстративно показано на фіг.16, можуть мати різну довжину або затримку. Як наслідок, різні надходять екземпляри викликають штрафи, зокрема значні штрафи залежно від фактичних умов каналу і величини затримок даних. Наприклад, в системах передачі 112G QPSK з довжиною символу близько 36 пс, штрафи внаслідок I/Q расфазировки показані на фіг.18. На фіг.18 x-вісь показує I/Q расфазировку і y-вісь показує необхідну OSNR при BER 0.001. Можна відзначити, що расфазировка 5 пс може давати результатом 1 дБ OSNR штраф. Це значення расфазировки може бути очікуваним у 112G когерентних приймачах. Расфазировка може викликатися з-за різних функцій передачі 90° гібрида, OFE, AGC, ADC і з'єднань між ними. Додатково, расфазировка між двома поляризациями може не викликати істотних труднощів, так як вона може проявлятися як додаткова диференційна групова затримка (DGD). Ця расфазировка може компенси�редством значення расфазировки. Як результат, може бути бажаним також компенсувати X/Y расфазировку.

З іншого боку, расфазировка впливає на продуктивність відновлення тактового сигналу, коли всі чотири шляхи даних використовуються для виділення синхронізації.

Може бути більш важким, коли залишкова дисперсія повинна компенсуватися після блоку FFT в блоці FIR. Результати для 112G QAM з RD-340 пс/нм представлені на фіг.19. Зокрема, фіг.19a показує сигнальну констелляцию з CD без расфазировки, і фіг.19b показує теж для расфазировки 8 пс. Додатково, можна відзначити, що Y поляризація може мати більше проблем, ніж X поляризація навіть після 50 оновлень FIR фільтра.

Щодо компенсації расфазировки, зміщення затримки шляхів між XI, XQ, YI і YQ даними можуть вимірюватися за допомогою застосування ідентичного оптичного сигналу, зокрема одиночної поляризації, до всіх фотодетекторам у процесі заводського калібрування. Це може здійснюватися за допомогою вимикання LO і збільшення потужності сигналу. Загальний, безпосередньо детектируемий сигнал може надходити на всі фотодетектори. Потім блоки даних можуть передаватися на персональний комп'ютер (ПК) або змінного буфера FIFO, або поогут интерполироваться і перехресно корелювати між чотирма шляхами даних. Відносні піки можуть використовуватися, щоб визначати відносні часові зміщення. Зокрема, FIFO може компенсуватися за мінімальною расфазировке періоду дискретизації.

СУТНІСТЬ ВИНАХОДУ

Метою, що досягається цим винаходом, є оцінка расфазировки, яка є меншою, ніж інтервал дискретизації когерентного приймача.

Відповідно до першого аспекту пропонується модуль оцінювання расфазировки для оцінки расфазировки між першим сигналом першого шляху даних і другим сигналом другого шляху даних у когерентному приймачі. Модуль оцінювання расфазировки містить фазовий детектор і інтегратор. Фазовий детектор налаштований, щоб виявляти фазу першого сигналу або другого сигналу для отримання фазового сигналу. Додатково, інтегратор налаштований з можливістю інтегрувати отриманий сигнал фази, щоб забезпечувати оцінену расфазировку.

Згідно з деякими варіантами здійснення конкретна расфазировка, яка менше, ніж інтервал дискретизації когерентного приймача, може оцінюватися і, тому, компенсуватися. Таким чином, згідно з деякими варіантами здійснення расфазировка як результат стаѰться. Згідно з деякими варіантами здійснення справжня оцінка расфазировки є гнучкою і може прискорюватися, коли расфазировка мала. У цьому випадку дана оцінка расфазировки може використовувати всі фазові детектори, доступні для забезпечення інформації про синхронізації.

Додатково, згідно з деякими варіантами здійснення справжня оцінка расфазировки є стійкою по відношенню до великої расфазировке. В цьому відношенні фазові детектори можуть перемикатися покроково, коли вони задовольняють визначеним меж расфазировки. Зокрема, максимальна расфазировка, яка може бути компенсована між двома лініями даних, - це половина періоду символу. Це може бути розширено до одного періоду символу, якщо додати расфазировку між поляризациями X і Y.

Згідно з деякими варіантами здійснення справжня оцінка расфазировки може здійснюватися за більш повільній швидкості в частині DSP когерентного приймача, зокрема в частині програмного забезпечення DSP. Модуль оцінювання расфазировки може бути побудований повністю в програмному забезпеченні або повністю в апаратному забезпеченні. Додатково, частини блоків виділення синхронизаци�фазових детекторів. На додаток, блоки даних можуть завантажуватися в програмне забезпечення для обробки.

Зокрема, когерентний приймач має, щонайменше, два шляхи даних або лінії даних. Наприклад, когерентний приймач є когерентним оптичним приймачем.

Більш того, оцінка расфазировки може використовувати дані до блоку FIR когерентного приймача згідно з деякими варіантами здійснення. Цей ознака вже потрібно в деяких когерентних оптичних приймачах, так що може не бути ніяких додаткових зусиль або витрат апаратного забезпечення.

Додатково, згідно з деякими варіантами здійснення оцінена расфазировка може точно контролюватися. Додатково, справжня оцінка расфазировки може застосовуватися в будь-якому когерентному приймачі з безліччю шляхів.

Припустимо, приклад FIR фільтра, сконструйованого, щоб компенсувати до RD-340 пс/нм, та має обмежену кількість коефіцієнтів. Так як виявлення FIR фільтра стає критичним для деякої расфазировки, справжня оцінка расфазировки може використовуватися для посилення ефектів расфазировки.

Згідно з першою формою варіанту здійснення першого аспекту перший сигформе варіанту здійснення першого аспекту модуль оцінювання расфазировки має перший фазовий детектор для детектування фази першого сигналу, щоб отримувати перший сигнал фази, другий фазовий детектор для детектування фази другого сигналу, щоб отримувати другий сигнал фази, модуль віднімання для виведення сигналу різниці між отриманим першим сигналом фази і отриманим другим сигналом фази і інтегратор для інтегрування вихідного сигналу різниці, щоб забезпечувати оцінену расфазировку.

Модуль вирахування може бути будь-яким засобом віднімання, яке налаштовано з можливістю обчислювати згаданий сигнал різниці між двома сигналами фази. Додатково, інтегратор може бути будь-яким засобом чи засобом інтегрування, яке налаштовано з можливістю інтегрувати або вважати вихідний сигнал різниці для забезпечення оціненої расфазировки.

Відповідно до третьої формі варіанти здійснення першого аспекту модуль оцінювання расфазировки має перший фазовий детектор для детектування фази першого сигналу, щоб отримувати перший сигнал фази, другий фазовий детектор для детектування фази другого сигналу, щоб отримувати другий сигнал фази, модуль віднімання для виведення сигналу різниці між отриманим першим сигналом фази і отриманим другим сигналом фази, фільтр нижніх чаѾсти, щоб забезпечувати оцінену расфазировку.

Фільтр нижніх частот може бути фільтром нижніх частот з нескінченною імпульсною характеристикою (IIR). Фільтр нижніх частот може бути налаштований з можливістю згладжувати відмінності між фазовими детекторами.

Згідно четвертій формі варіанти здійснення першого аспекту модуль оцінювання расфазировки має перший фазовий детектор детектування фази першого сигналу, щоб отримувати перший сигнал фази, другий фазовий детектор для детектування фази другого сигналу, щоб отримувати другий сигнал фази, модуль віднімання для виведення сигналу різниці між отриманим першим сигналом фази і отриманим другим сигналом фази, фільтр нижніх частот для фільтрації вихідного сигналу різниці, визначник для визначення знака фільтрованого сигналу різниці, щоб отримувати сигнал знака, і інтегратор для інтегрування отриманого сигналу знака, щоб забезпечувати оцінену расфазировку.

Висновок сигналу знака допомогою визначника може підраховуватися і початкове цифрове значення оціненої расфазировки, зокрема оцінена IQ расфазировка, може виводитися. Після деякого часу сходження різниця фазових зворотнє значення расфазировки. Це значення може також контролюватися.

Згідно п'ятій формі варіанти здійснення першого аспекту модуль оцінювання расфазировки має монітор для контролю оціненої расфазировки, забезпеченого інтегратором.

Згідно шостої формі варіанти здійснення першого аспекту модуль оцінювання расфазировки має чотири фазових детектора для детектування відповідної фази X-поляризованого синфазного сигналу, X-поляризованого квадратурно-фазового сигналу, Y-поляризованого синфазного сигналу і Y-поляризованого квадратурно-фазового сигналу, щоб отримувати відповідний сигнал фази, і модуль підсумовування для забезпечення сигналу суми допомогою додавання згаданих чотирьох фазових сигналів. У цій шостий формі варіанти здійснення кожний шлях даних з'єднується з одним блоком. Відповідний блок включає в себе модуль віднімання для забезпечення сигналу різниці між сигналом суми і відповідним сигналом фази, забезпеченим відповідним шляхом даних, фільтр нижніх частот для фільтрації вихідного сигналу різниці, визначник для визначення знака фільтрованого диференціального сигналу, щоб отримувати сигнал знака, і інтегратор для инѰ фази, забезпеченого відповідним шляхом.

Шоста форма варіанту здійснення першого аспекту може бути застосовною в ситуаціях, де расфазировка не є надто великою і не зачіпає відновлення тактового сигналу. У випадку з великою расфазировкой може рекомендуватися використовувати один шлях даних для інформації про синхронізацію і додавати інші шляхи даних, коли для сигналів здійснюється усунення расфазировки. Можна зазначити, що вищезгадані фазові детектори можуть також працювати зі складними даними (I+jQ). Складності комплексних і дійсних фазових детекторів можуть бути сумірними.

Будь-яка форма варіанту здійснення першого аспекту може комбінуватися з будь-якою формою варіанту здійснення першого аспекту, щоб отримувати іншу форму варіанту здійснення першого аспекту.

Відповідно до другого аспекту пропонується модуль компенсації расфазировки для компенсації расфазировки між першим сигналом першого шляху даних і другим сигналом другого шляху даних у когерентному приймачі. Модуль компенсації расфазировки містить вищеописаний модуль оцінювання расфазировки першого аспекту або будь-якої форми варіанту здійснення п�зировку між згаданим першим і другим сигналами. Модуль компенсації расфазировки налаштований з можливістю компенсувати расфазировку між першим і другим сигналами в залежності від оціненої расфазировки.

Згідно з деякими варіантами здійснення компенсація або усунення расфазировки може здійснюватись трьома різними способами. Перший спосіб може полягати в тому, щоб управляти фазами ADC дискретизації. Другий спосіб може полягати в тому, щоб усувати расфазировку в частотній області, і третій спосіб може полягати в тому, щоб усувати расфазировку у часовій області. Управління фазами ADC дискретизації і усунення расфазировки в частотній області послаблює вимоги до відновлення тактового сигналу і блокам FIR фільтра, в той час як усунення расфазировки у часовій області покращує продуктивність блоку FIR.

Додатково, згідно з деякими варіантами здійснення дані після блоку FIR можуть також використовуватися для оцінки расфазировки. Це може послаблювати вимоги до оцінки расфазировки, коли DGD і SOP наближається до критичних меж для фазових детекторів, що використовуються для оцінки расфазировки.

Згідно з першою формою варіанту здійснення другого аспекту модуль компЀвого і другого сигналів для управління фазами дискретизації аналого-цифрового перетворювача.

Згідно з другою формою варіанту здійснення другого аспекту модуль компенсації расфазировки має адаптер для адаптації модуля швидкого перетворення Фур'є оптичного приймача для усунення расфазировки оціненої расфазировки в частотній області.

Відповідно до третьої формі варіанти здійснення другого аспекту модуль компенсації расфазировки має регулятор для регулювання интерполятора оптичного приймача для усунення расфазировки оціненої расфазировки у часовій області.

Будь-яка форма варіанту здійснення другого аспекту може комбінуватися з будь-якою формою варіанту здійснення другого аспекту, щоб отримувати іншу форму варіанту здійснення другого аспекту.

Згідно третього аспекту пропонується модуль компенсації расфазировки для компенсації расфазировки між X-поляризованим синфазним сигналом, X-поляризованим квадратурно-фазовим сигналом, Y-поляризованим синфазним сигналом і Y-поляризованим квадратурно-фазовим сигналом у когерентному приймачі. Модуль компенсації расфазировки містить модуль оцінювання расфазировки шостий форми варіанту здійснення першого аспекту. Модуль оцінювання расфазировки налаштований ѿоляризованного квадратурно-фазового сигналу, Y-поляризованого синфазного сигналу і Y-поляризованого квадратурно-фазового сигналу. Більш того, модуль компенсації расфазировки містить чотири фазообертача для зсуву фази відповідної фази X-поляризованого синфазного сигналу, X-поляризованого квадратурно-фазового сигналу, Y-поляризованого синфазного сигналу і Y-поляризованого квадратурно-фазового сигналу в залежності від відповідної оціненої расфазировки.

Згідно з четвертого аспекту пропонується оптичний приймач, зокрема когерентний оптичний приймач. Оптичний приймач містить вищеописаний модуль оцінювання расфазировки для забезпечення оціненої расфазировки між першим сигналом першого шляху даних і другим сигналом другого шляху.

Згідно з формою варіанту здійснення четвертого аспекти оптичний приймач має модуль оцінювання синхронізації для забезпечення відновлення тактової синхронізації в оптичному приймачі і адаптер для адаптації модуля оцінювання синхронізації в залежності від оціненої расфазировки.

Згідно п'ятого аспекту пропонується система, зокрема система зв'язку, при цьому згадана система містить, щонайменше, один оптичний при�гналом шляхи даних першого сигналу і другим сигналом другого шляху даних у когерентному приймачі. Спосіб має етап детектування фази першого сигналу або другого сигналу, щоб отримувати сигнал фази. Додатково, спосіб має етап інтегрування отриманого сигналу фази для забезпечення оціненої расфазировки.

Згідно сьомого аспекту це винахід відноситься до комп'ютерної програми, що містить програмний код для оцінки расфазировки між першим сигналом шляхи даних першого сигналу і другим сигналом другого шляху даних у когерентному приймачі, яка виконується на, щонайменше, одному комп'ютері.

Модуль оцінювання расфазировки може бути будь-яким засобом оцінювання расфазировки. Модуль компенсації расфазировки може бути будь-яким засобом компенсації расфазировки. Відповідні кошти можуть реалізовуватися в апаратному забезпеченні або у програмному забезпеченні. Якщо згаданий засіб реалізується в апаратному забезпеченні, воно може здійснюватися як пристрій, наприклад, як комп'ютер або як процесор або як частина системи, наприклад, комп'ютерної системи. Якщо згаданий засіб реалізується в програмному забезпеченні, воно може здійснюватися як комп'ютерний програмний продукт, як функція, як процедура, як програмний код або як іся будуть описуватися по відношенню до наступних кресленнями, на яких:

фіг.1 показує блок-схему одного варіанта здійснення модуля оцінювання расфазировки,

фіг.2a показує діаграму, яка ілюструє характеристики TEDC фазового детектора згідно Александеру (Alexander),

фіг.2b показує діаграми, що ілюструють характеристики TEDC фазового детектора згідно Гарднеру (Gardner),

фіг.3a показує діаграми, що ілюструють характеристики TEDC для XY расфазировки 0,125 UI і IQ расфазировки 0,25 UI,

фіг.3b показує діаграми, що ілюструють характеристики TEDC для XY расфазировки 0,125 UI і IQ расфазировки 0,5 UI,

фіг.4 показує діаграму, яка ілюструє характеристики TEDC для X поляризації з IQ расфазировкой 0,125 UI,

фіг.5 показує, блок-схему першого варіанту здійснення модуля компенсації расфазировки,

фіг.6 показує блок-схему другого варіанту здійснення модуля компенсації расфазировки,

фіг.7 показує діаграму, яка ілюструє VCO, обробний XI дані,

фіг.8 показує блок-схему третього варіанту здійснення модуля компенсації расфазировки,

фіг.9 показує блок-схему четвертого варіанту здійснення модуля компенсації расфазировки,

фіг.10 показує діаграму, яка ілюструє результати моделі� скомпенсированной расфазировкой,

фіг.11b показує діаграму, яка ілюструє сигнальну констелляцию з расфазировкой 8 пс,

фіг.12a показує блок-схему конфігурації усунення расфазировки для регулювання фаз ADC дискретизації,

фіг.12b показує блок-схему конфігурації усунення расфазировки для інтерполяції у часовій області,

фіг.12c показує блок-схему конфігурації усунення расфазировки для інтерполяції в частотній області,

фіг.13 показує діаграму, яка ілюструє результати усунення расфазировки в частотній області,

фіг.14 показує послідовність етапів способу для оцінки расфазировки,

фіг.15 показує схематичну блок-схему когерентного оптичного приймача,

фіг.16 показує схематичну блок-схему базових блоків DSP,

фіг.17 показує схематичну блок-схему блоку CD компенсації,

фіг.18 показує OSNR штрафи, викликані расфазировкой,

фіг.19a показує діаграму, яка ілюструє сигнальну констелляцию з CD і без расфазировки, і

фіг.19b показує діаграму, яка ілюструє сигнальну констелляцию з CD і з расфазировкой 8 пс.

Детальний опис варіантів здійснення винаходу

На фіг.1 зображена блок-схема одного варіанта здійснення�ентного приймача, зокрема когерентного оптичного приймача. Модуль 100 оцінювання расфазировки налаштований з можливістю оцінювати расфазировку між першим сигналом 101 першого шляху даних і другим сигналом 103 другого шляху даних в оптичному приймачі. Модуль 100 оцінювання расфазировки має фазовий детектор 105 для детектування фази першого сигналу 101 або другого сигналу 103, щоб отримувати фазовий сигнал 107. Модуль 100 оцінювання расфазировки приймає перший сигнал 101 або другий сигнал 103. Сигнал 107 фази виводиться фазовим детектором 105.

Додатково, модуль 100 оцінювання расфазировки має інтегратор 109. Інтегратор 109 налаштований з можливістю інтегрувати отриманий сигнал 107 фази, щоб забезпечувати оцінену расфазировку 111 між згаданим першим сигналом 101 і згаданим другим сигналом 103.

Зокрема, перший сигнал 101 є синфазним сигналом і другий сигнал 103 є квадратурно-фазовим сигналом.

В подальшому описуються додаткові деталі й варіанти здійснення. У системах цифрового зв'язку ключовий аспект кожного приймача - це схема відновлення тактового сигналу, яка виділяє частоту і фазу з вхідних даних і примушує локальний источнизации. Пропонуються декілька фазових детекторів для використання в цифрових системах. Наприклад, пропонується фазовий детектор Мюллером (Mueller) і Мулером (Muler) (M&M PD). Додатково, є фазовий детектор, запропонований Александером - (Alex-PD). Більш того, Гарднер описує додатковий фазовий детектор (Gard-PD).

Більше того, кожен фазовий детектор (PD) може добре описуватися характеристикою помилки синхронізації (TEDC), максимальним значенням TEDC (TEDCMAX) і середньоквадратичним джиттером (RMSJ). Всі вищезазначені фазові детектори належать до групи раннепоздних детекторів. Вони можуть використовуватися для прийому інформації расфазировки, і тому ці запропоновані фазові детектори можуть використовуватися як фазовий детектор 105 з фіг.1, наприклад. Додатково, на фіг.2a і 2b представлені TEDC для Alex-PD і Gard-PD. Можна відзначити, що фазові характеристики завжди є одними і тими ж для всіх чотирьох шляхів даних, так як не є расфазировки між ними. Без втрати спільності фазові детектори типу Гарднера в подальшому використовуються, щоб виводити інформацію расфазировки.

Додатково, фіг.3a показує діаграми, що ілюструють характеристики TEDC для X/Y расфазировки 0,125 UI і IQ расфазировки 0,25 �сфазировки 0,125 UI і IQ расфазировки 0,5 UI.

По відношенню до фіг.3a можна спостерігати, що расфазировка зрушує характеристики TEDC. Як наслідок, повна TEDC зменшується. Це може також посилювати тремтіння керованого напругою осцилятора (VCO). З расфазировкой 0,5 UI TEDC зникає (див. фіг.3b). Максимальне значення еквівалентної TEDC - це 2,5 e-3, яка робить VCO не стабільним з втратою інформації про синхронізації.

Фіг.4 зображує діаграму, яка ілюструє характеристики TEDC для X поляризації з IQ расфазировкой 0,125 UI. На фіг.4 є три TEDC, відповідних XI інформації про синхронізацію, XQ інформації про синхронізацію і XI+XQ інформації про синхронізацію, відповідно. В залежності від сценарію VCO, VCO може приймати або обидві TEDC криві для XI інформації про синхронізацію і XQ інформації про синхронізацію, або одну з них для виділення тактового сигналу.

Припускаючи перший сценарій, використовуються обидві TEDC. Точка рівноваги, саме VCO фаза дискретизації, лежить між характеристиками TEDC для XI і XQ. Точка рівноваги може вказуватися за допомогою позитивного перетину нуля TEDC. Можна відзначити, що XQ TEDC має позитивну амплітуду і XI TEC має негативну амплітуду у зазначеній VCO фазі дискретизації в точці рівноваги. Ця інформація може використовуват�ія XI+ XQ PD стає ближче до точки рівноваги XI PD автоматично.

Фіг.5 показує, блок-схему першого варіанту здійснення модуля 500 компенсації расфазировки. Модуль 500 компенсації расфазировки має модуль 501 оцінювання расфазировки, HS ASIC 503 і CMOS ASIC 505. HS ASIC 503 має PI фільтр 507, VCO 509, чотири фазообертача 511 і чотири ADC 512. CMOS ASIC 505 містить FFT 513, інтерполятор 515, модуль 517 оцінювання синхронізації і FIR фільтр 519.

Внаслідок вимог до допускам на тремтіння і затримок даних через CMOS ASIC 505 потрібне відновлення тактового сигналу прямого зв'язку в когерентних приймачах. Після блоку 513 FFT інформація про синхронізацію виводиться і використовується в интерполяторе 515. Також ця інформація про синхронізацію фільтрується і застосовується для VCO фазово-частотного управління і регулювання за допомогою модуля 517 оцінювання синхронізації і PI фільтра 507. Блоки даних до блоку 519 FIR періодично завантажуються в DSP, зокрема в частину програмного забезпечення, для CD оцінки, обчислення початкових відводів FIR і подібного. Одні і ті ж дані можуть використовуватися для оцінки расфазировки. Модуль 501 оцінювання расфазировки в DSP оцінює расфазировку між шляхами даних і передає цю інформацію в блоки, які залежать від бажаного сценарію усунення расфазировки. Устрано допомогою посилального знаку A), усунення расфазировки в частотній області (показано допомогою посилального знака B) і усунення расфазировки у часовій області (показано допомогою посилального знака C).

A і B можуть транслювати відновлення тактового сигналу і блоки FIR фільтра, поряд з тим, що C може поліпшувати продуктивність блоку 519 FIR.

Більш того, дані після блоку 519 FIR можуть також використовуватися для модуля 501 оцінювання расфазировки. Це може послаблювати вимоги до оцінки расфазировки, коли DGD і SOP наближається до критичних меж для фазових детекторів в оцінці расфазировки.

Фіг.6 зображує блок-схему другого варіанту здійснення модуля 600 компенсації расфазировки. Модуль 600 компенсації расфазировки має перший фазовий детектор 601 для детектування фази першого сигналу (I) 603, щоб отримувати перший сигнал 605 фази. Додатково, модуль 600 компенсації расфазировки має другий фазовий детектор 607 для детектування фази другого сигналу (Q) 609, щоб отримувати другий сигнал 611 фази.

Модуль 613 віднімання налаштований з можливістю виводити сигнал 615 різниці між отриманим першим сигналом 605 фази і отриманим другим сигналом 611 фази. Фільтр 617 нижніх частот приймає упомянуѹ фільтр 617 нижніх частот фільтрує вихідний сигнал 615 різниці і виводить фільтрований сигнал 619 різниці. Фільтрований сигнал 619 різниці вводиться в визначник 621. Визначник 621 налаштований з можливістю визначати знак фільтрованого сигналу 619 різниці, щоб отримувати сигнал 623 знака, який вводиться в інтегратор 625. Інтегратор 625 налаштований з можливістю інтегрувати або вважати отриманий сигнал 623 знака, щоб забезпечувати оцінену расфазировку φ. Оцінена расфазировка φ може контролюватися монітором 627 расфазировки. Додатково, оцінена расфазировка φ може вводитися в модулі 629, 631 зсуву, що зрушують I і Q відповідно. Це може бути особливо релевантним, якщо відновлення тактової синхронізації використовує як I, так і Q дані для виділення синхронізуючого сигналу. Для цього випадку характеристики TEDC вже присутні на фіг.4. Цей сценарій може бути придатним, коли расфазировка не є надто великою, наприклад, менше, ніж 30% інтервалу символу, так що I+Q TEDC не є занадто малою. Зокрема, максимальна очікувана расфазировка близько 0,25 UI.

З посиланням на фіг.4 можна помітити, що різниця PD має від'ємне значення. Таким чином, I дані можуть дискретизироваться дещо раніше і Q дані - дещо пізніше. Після деякого времие.

Коли відновлення синхронізації використовує тільки I дані, як показано на фіг.7, I зрушення не є необхідним. У цьому разі Q дані зсуваються на повний кут, виведений в модулі оцінювання расфазировки. Після Q PD усунення расфазировки Q дані можуть використовуватися для поліпшення характеристики тактового сигналу, як раніше згадувалося допомогою A і B на фіг.5.

Фіг.8 показує блок-схему третього варіанту здійснення модуля 800 компенсації расфазировки. Модуль 800 компенсації расфазировки приймає чотири сигналу, саме X-поляризований синфазно сигнал XI, X-поляризований квадратурно-фазовий сигнал XQ, Y-поляризований синфазно сигнал YI і Y-поляризований квадратурно-фазовий сигнал YQ.

Для кожного зі згаданих чотирьох вхідних сигналів, XI, XQ, YI, YQ модуль 800 компенсації расфазировки має один фазовий детектор 801, 803, 805 і 807 для детектування відповідної фази відповідного вхідного сигналу XI, XQ, YI, YQ.

Додатково, модуль 800 компенсації расфазировки має модуль 809 підсумовування для забезпечення сигналу 811 суми допомогою підсумовування згаданих чотирьох фазових сигналів, виведених фазовими детекторами 801, 803, 805 і 807.

Додатково, для кожного шляху 821, 823, 825 і 827 різниці. Згаданий відповідний сигнал 821-827 різниці вводиться у відповідний блок 829. На фіг.8 показаний тільки один блок 829, приєднаний до першого модулю 813 віднімання. Відповідний блок - ілюстративно блок 829 має фільтр 831 нижніх частот, визначник 833, інтегратор 835 і монітор 837. Фільтр 831 нижніх частот може бути MR фільтром нижніх частот. Додатково, фільтр 831 нижніх частот налаштований з можливістю фільтрувати вихідний сигнал 821 різниці. Визначник 833 налаштований з можливістю визначати знак фільтрованого сигналу різниці, щоб отримувати сигнал знака (±1). Інтегратор 835 налаштований з можливістю інтегрувати або вважати отриманий сигнал знака (±1), щоб забезпечувати оцінену расфазировку φXIдля блоку 829. За допомогою оціненої расфазировки φXIXI дані можуть зсуватися. Додатково, XQ монітор 837 расфазировки контролює оцінену расфазировку φXI.

Фіг.9 показує блок-схему четвертого варіанту здійснення модуля 900 оцінювання расфазировки. Модуль 900 оцінювання расфазировки має блок 901 FFT, що забезпечує XI дані, XQ дані, YI дані і YQ дані. Додатково, модуль 900 компенсації расфазировки має 00 компенсації расфазировки включає в себе FIR фільтр 911, з'єднаний з интерполяторами 903, 905, 907, 909.

Згідно варіанту здійснення з фіг.9 тільки XI дані використовуються в блоці оцінювання синхронізації когерентного оптичного приймача. Таким чином, VCO оптичного приймача синхронізується з XI даними. Интерполятори 903, 905, 907 та 909 між блоком 901 FFT і блоком 911 FIR використовуються, щоб компенсувати затримку обробки даних, зокрема вимог толерантності тремтіння. Дані XQ интерполятора 905, YI интерполятора 907 і YQ интерполятора 909 періодично завантажуються в DSP 913 для оцінки расфазировки. Без втрати спільності є тільки один блок обробки (алгоритм) у DSP 913, показаному для XQ. Є два додаткових блоки обробки (не показано) у DSP 913 для YI і YQ даних. Модуль оцінювання расфазировки з фіг.9, реалізований у DSP 913, є простим, так як немає необхідності в схемі порівняння. Значення расфазировки XQ DSP 913 передається в блок 901 FFT, де може здійснюватися операція усунення расфазировки.

Докладно, DSP 913 має фазовий детектор (PD) 915, фільтр нижніх частот (IIR LPF) 917, визначник (знак (*)) 919, інтегратор 921, фільтр високої частоти (IIR HPF) 923 і порівнюючий пристрій 925.

Фільтр 923 високої частоти налаштований з можливістю вирабататочное усунення расфазировки в блоці 901 FFT. Це значення може порівнюватися з еталонним значенням у порівнюючи пристрої 925. Коли висновок фільтра 923 високої частоти менше, ніж еталонне значення, сигнал, що активує відповідний PD, надсилається модуль 927 оцінювання модуля синхронізації 900 компенсації расфазировки. Як результат, після компенсації расфазировки всі шляхи даних вирівнюються. Додатково, оптимізуються продуктивність відновлення тактового сигналу і блок 911 FIR.

Можна зазначити, що компенсація расфазировки з аналоговим сценарієм, як показано на фіг.9, може здійснюватися за допомогою регулювання фаз ADC дискретизації, як показано за допомогою A на фіг.5. Додатково, додатковий зсув фази дискретизації може здійснюватися в интерполяторах часовій області, також в перетворювачах ADC. Деякий фазовий зсув може додаватися, щоб регулювати фазу дискретизації. Зокрема, якщо є необхідною, додатковий зсув фази дискретизації може здійснюватися в интерполяторах часовій області або в перетворювачах ADC. Однак цей фазовий зсув може компенсуватися в блоці оцінки расфазировки допомогою додавання деякого постійного значення до ідеальним інтегр� усунення расфазировки. В цьому моделюванні XI фаза дискретизації була еталонної фазою, яка не змінилася з часом. Тому VCO був захоплений на цій XI фазі дискретизації. Можна відзначити, що затримка між відносними фазами рівноваги являє расфазировку. Для змодельованого 112 G DP-QPSK сигналу з OSNR 13 дБ було здійснено ефективне усунення расфазировки з використанням тільки 1000 символів. Фаза дискретизації змінилася на етапах UI/128. Після 27 ітерацій для всіх трьох шляхів даних було здійснено усунення расфазировки. Додатково, фіг.11a показує діаграму, яка ілюструє сигнальну констелляцию з скомпенсированной расфазировкой. При порівнянні фіг.11b показує діаграму, яка ілюструє сигнальну констелляцию з расфазировкой 8 пс.

Якщо расфазировка оцінюється, компенсація расфазировки може здійснюватися кількома способами, як показано вище. В цьому відношенні, фіг.12a показує конфігурацію усунення расфазировки для регулювання фаз ADC дискретизації. Додатково, фіг.12b показує конфігурацію усунення расфазировки для інтерполяції в тимчасовій області і фіг.12c показує конфігурацію усунення расфазировки для інтерполяції в частотній області.

Конфсинхронизации. Додатково, є чотири аналого-цифрового перетворювача (ADC) 1205, 1207, 1209 і 1211 для XI даних, XQ даних, YI даних і YQ даних.

Так як VCO 1201 працює на XI даних, є тільки три фазообертача 1213, 1215, 1217, сполучених з VCO 1201, саме XQ фазер 1213 для XQ даних, YI фазообертача 1215 для YI даних і YQ фазер 1217 для YQ даних.

Конфігурація расфазировки для інтерполяції у часовій області з фіг.12b має блок 1219 затримки для XI даних і відповідний інтерполятор 1221, 1223 і 1225 для XQ даних, YI даних і для YQ даних.

Конфігурація расфазировки для інтерполяції в частотній області з фіг.12c має два шляхи 1227 і 1229, при цьому шлях 1227 приймає (t-т) і виводить t, і шлях 1229 приймає Q (t-tQ) і виводить Q (t).

Щоб ілюструвати результати усунення расфазировки, фіг.13 зображує діаграму, яка ілюструє усунення расфазировки в частотній області. Докладно, фіг.13 показує сигнал 1301, вибірки 1303 з расфазировкой, вибірки 1305 з усунутою расфазировкой, а також скориговані вибірки 1307.

Додатково, фіг.14 показує послідовність етапів способу для оцінки расфазировки між першим сигналом шляхи даних першого сигналу і другим сигналом другого шляху даних до� сигнал фази.

На етапі 1403 отриманий сигнал фази інтегрується для забезпечення оціненої расфазировки між згаданим першим сигналом і згаданим другим сигналом.

1. Модуль (100) оцінювання расфазировки для оцінки расфазировки між першим сигналом (101) першого шляху даних і другим сигналом (103) другого шляху даних у когерентному приймачі, при цьому модуль (100) оцінювання расфазировки містить:
чотири фазових детектора (801, 803, 805, 807) для детектування відповідної фази Х-поляризованого синфазного сигналу, ХІ, Х-поляризованого квадратурно-фазового сигналу XQ, Y-поляризованого синфазного сигналу, YI, Y-поляризованого квадратурно-фазового сигналу, YQ, щоб отримувати відповідний сигнал фази,
модуль (809) підсумовування для забезпечення сигналу (811) суми допомогою підсумовування згаданих чотирьох сигналів фази і один блок (829) для кожного шляху даних, при цьому відповідний блок (829) має:
модуль (813) вирахування для забезпечення сигналу (821) різниці між сигналом (811) суми і відповідним сигналом фази, забезпеченим допомогою відповідного шляху даних,
фільтр (831) нижніх частот для фільтрації вихідного сигналу різниці,
визначник (833) для визначення знака фильтрованн�ного сигналу знака, щоб забезпечувати оцінену расфазировку, φXIвідповідного сигналу фази, забезпеченого допомогою відповідного шляху.

2. Модуль (500, 600, 800) компенсації расфазировки для компенсації расфазировки між першим сигналом першого шляху даних і другим сигналом другого шляху даних у когерентному приймачі, при цьому модуль компенсації расфазировки містить:
модуль оцінювання расфазировки по 1 п. для забезпечення оціненої расфазировки між згаданим першим і другим сигналами, причому модуль (500, 600, 800) компенсації расфазировки налаштований з можливістю компенсувати расфазировку між першим і другим сигналами в залежності від оціненої расфазировки.

3. Модуль компенсації расфазировки за п. 2, що містить, принаймні, один фазер (1213, 1215, 1217) для зсуву фази, щонайменше, одного з першого і другого сигналів для управління фазами дискретизації аналого-цифрового перетворювача.

4. Модуль компенсації расфазировки за п. 2, що містить адаптер (1217, 1229) для адаптування модуля швидкого перетворення Фур'є оптичного приймача для усунення расфазировки оціненої расфазировки в частотній області.

5. Модуль компенсації расфазировкики оціненої расфазировки у часовій області.

6. Модуль (900) компенсації расфазировки для компенсації расфазировки між Х-поляризованим синфазним сигналом, X-поляризованим квадратурно-фазовим сигналом, Y-поляризованим синфазним сигналом і Y-поляризованим квадратурно-фазовим сигналом у когерентному приймачі, при цьому модуль компенсації расфазировки містить:
модуль оцінювання расфазировки по 1 п. для забезпечення відповідної оціненої расфазировки Х-поляризованого синфазного сигналу, Х-поляризованого квадратурно-фазового сигналу, Y-поляризованого синфазного сигналу і Y-поляризованого квадратурно-фазового сигналу, і
чотири фазообертача для зсуву фази відповідної фази X-поляризованого синфазного сигналу, Х-поляризованого квадратурно-фазового сигналу, Y-поляризованого синфазного сигналу і Y-поляризованого квадратурно-фазового сигналу в залежності від відповідної оціненої расфазировки.

7. Когерентний приймач, що містить модуль оцінювання расфазировки для забезпечення оціненої расфазировки між першим сигналом першого шляху даних і другим сигналом другого шляху даних по п. 1.

8. Когерентний приймач з п. 7, що містить модуль оцінювання синхронізації для забезпечення восстановвисимости від оціненої расфазировки.

9. Спосіб для оцінки расфазировки між першим сигналом шляхи даних першого сигналу і другим сигналом другого шляху даних у когерентному приймачі, при цьому спосіб містить:
детектування відповідної фази Х-поляризованого синфазного сигналу, ХІ, Х-поляризованого квадратурно-фазового сигналу XQ, Y-поляризованого синфазного сигналу, YI, Y-поляризованого квадратурно-фазового сигналу, YQ, щоб отримувати відповідний сигнал фази,
забезпечення сигналу (811) суми допомогою підсумовування згаданих чотирьох сигналів фази,
забезпечення сигналу (821) різниці між сигналом (811) суми і відповідним сигналом фази, забезпеченим допомогою відповідного шляху даних,
фільтрацію вихідного сигналу різниці,
визначення знака фільтрованого диференціального сигналу, щоб отримувати сигнал знака, ±1,
інтегрування отриманого сигналу знака, щоб забезпечувати оцінену расфазировку, φXIвідповідного сигналу фази, забезпеченого допомогою відповідного шляхи даних.



 

Схожі патенти:

Модуль сплиттерний

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може використовуватися в пристроях, які застосовуються при будівництві мережі зв'язку в житлових багатоповерхових будинках, і призначений для підключення і розподілу внутрішніх волоконно-оптичних кабелів зв'язку до загальної мережі провайдера. Технічний результат полягає в зменшенні часу інсталяції при монтажі оптичного волокна. Для цього спліттер оптичний, оконцованний адаптерами, розміщений в єдиному корпусі, основа закрита кришкою. Спліттер швидкознімний, багаторазовий, використовується як на чотири порту, так і на вісім портів. 4 іл.

Інтегрована цифрова система технологічного зв'язку залізничного транспорту

Винахід відноситься до галузі автоматики і зв'язку і може бути використане на залізничному транспорті для управління технологічними процесами його експлуатаційної діяльності. Технічний результат винаходу полягає в підвищенні надійності обладнання зв'язку і в забезпеченні всіх видів зв'язку на базі єдиної апаратно-програмної платформи, заснованої на використанні технології комутації пакетів із застосуванням взаємно резервується серверного обладнання. Для цього система містить підсистеми диспетчерських зв'язків, станційної розпорядчої зв'язку, двостороннього паркового зв'язку, поїзного радіозв'язку, загальнотехнологічного телефонного зв'язку, перегонной і міжстанційного зв'язку, інформування пасажирів та оповіщення працюючих на залізничних коліях, кільцеву транспортну мережу IP, з'єднану через маршрутизатори зі станційними мережами IP залізничних станцій, зупиночних пунктів і дорожнього центру диспетчерського управління і єдине телекомунікаційне устаткування, що включає телекомунікаційні сервери, кожен з яких підключений до станційної мережі IP однією з обслуговуваних станцій. Програмне забезпечення кожного з серверів виконано з , �асположенних послідовно на ділянці залізниці, а також абонентів сусіднього телекомунікаційного сервера в разі його відмови. 2 з.п. ф-ли, 1 іл.

Гібридна кабельна система та мережа для бездротових додатків всередині будівлі

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може використовуватися в гібридній мережі для додатків всередині будівлі (IBW). Технічний результат полягає в підвищенні пропускної здатності каналу передачі. Для цього гібридна кабельна система для покриття бездротового зв'язку в будівлі забезпечує шлях прямого капала і шлях зворотного каналу, включає прямий канал, що включає щонайменше одне оптичне волокно для підключення першого сигналу, генерованого на радіочастотний вхідному блоці з радіочастотним антенним вузлом, і зворотний канал, що включає коаксіальний кабель, у якому частина зворотного каналу включає випромінює коаксіальний кабель, сконфігурований для прийому другого сигналу, переданого бездротовим кінцевим обладнанням в будівлі, і передачі другого сигналу на радіочастотний вхідний блок, причому кожен з каналів розташований на окремому носії. 17 з.п. ф-ли, 9 іл.

Схема опторазвязки

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може використовуватися в системах оптичного зв'язку. Технічний результат полягає в підвищенні пропускної здатності передачі. Для цього схема (300) опторазвязки включає в себе оптопару (303), зконфігуровану для оптичної передачі необробленого вихідного сигналу, схему (317) перетворення, з'єднану з виходом оптопари і зконфігуровану для перетворення raw вихідного сигналу в заданий перетворений сигнал, і схему (306) управління, з'єднану з виходом оптопари. Схема (306) управління налаштована для формування автономного сигналу управління з необробленого вихідного сигналу після того, як необроблений вихідний сигнал проходить через оптопару (303), причому автономний сигнал управління формується, тільки якщо необроблений вихідний сигнал перевищує заданий поріг перетворення, і для управління схемою (317) перетворення і перетворення raw вихідного сигналу в заданий перетворений сигнал, якщо автономний сигнал управління формується за схемою (306) управління, і виведення необробленого вихідного сигналу на вихідний порт. 2 н. і 17 з.п. ф-ли, 5 іл.

Спосіб виділення смуги пропускання і термінал оптичної лінії

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може використовуватися в оптичних лініях зв'язку. Технічний результат полягає в забезпеченні надійного виділення смуги пропускання, прийнятною затримки передачі та належного використання смуги пропускання висхідної лінії зв'язку. Для цього спосіб використовують для OLT, щоб виділяти смугу пропускання пристрою оптичної мережі (ONU), причому спосіб містить етапи, на яких оцінюють вхідний трафік ONU згідно з інформацією від ONU (S302); встановлюють сигнал зміни вхідного трафіку (S304), який використовується для вказівки зміни вхідного трафіку двох суміжних циклів динамічного виділення смуги пропускання (DBA) ONU і виділяють смугу пропускання ONU у відповідності з вхідним трафіком ONU і сигналом зміни вхідного трафіку (S306). 2 н. і 12 з.п. ф-ли, 11ил.

Введення в дію джерел кодованого світла

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може використовуватися в системах оптичного зв'язку. Технічний результат полягає в підвищенні завадостійкості. Для цього введення в дію джерела кодованого світла освітлювальної системи здійснюється за допомогою пристрою дистанційного керування. Коли ідентифікація джерела світла успішна, цього джерела світла відправляється керуюче повідомлення, щонайменше, частково відключити його випущення світла. Таким чином, гаситься світловий внесок ідентифікованого джерела світла. Тим самим скорочується вірогідність конфлікту кодованого світла від вже ідентифікованого джерела світла з ідентифікаторами, що містяться в кодованому світлі, испущенном іншими джерелами світла. Коли більше немає детектованого кодованого світла, чутливість пристрою дистанційного управління може бути підвищена до тих пір, поки кодований світло знову буде детектируемим. Додаткові джерела світла можуть бути ідентифіковані та введені в дію. 2 н і 13 з.п. ф-ли, 5 іл.

Оптоелектронний передавач

Винахід відноситься до області оптоелектронної техніки і стосується оптоелектронного передавача. Оптоелектронний передавач складається з джерела живлення, лазера, поверненого напівпрозорого відбивного дзеркала, коригуючої лінзи, електричного модулятора, малогабаритного фотоприймача і автоматичного комутатора. Оптичний вихід лазера пов'язаний через повернене напівпрозоре отражательное дзеркало з оптичним входом коригуючої лінзи. Оптичний вихід коригуючої лінзи пов'язаний з оптичним входом малогабаритного фотоприймача, що має вихід, з'єднаний через електричний модулятор з першим входом автоматичного комутатора. Автоматичний комутатор має другий вхід і вихід, відповідно з'єднані з виходом джерела живлення і зі входом лазера. Технічний результат полягає в зменшенні габаритів і енергоспоживання пристрою. 1 іл.

Логічний елемент нестрогого порівняння на нерівність двох багатозначних змінних

Винахід відноситься до галузі обчислювальної техніки, автоматики, зв'язку. Технічним результатом є підвищення швидкодії. Пристрій містить: перший (1) і другою (2) струмові входи пристрою, токовий вихід (3) пристрої, перший (4) і другий (5) вихідні транзистори з об'єднаними базами, третій (6) і четвертий (7) вихідні транзистори іншого типу провідності з об'єднаними базами, перший (8) джерело опорного струму, перше (9) струмове дзеркало, узгоджене з першої (10) шиною джерела живлення, друге (11) струмове дзеркало, погоджене з другою (12) шиною джерела живлення, додаткове струмове дзеркало (13), погоджене з другою (12) шиною джерела живлення, перший (14) джерело допоміжного напруги, другий (15) джерело допоміжного напруги. 5 іл.

Спосіб обробки крос-комутаційної навантаження для обладнання оптичної трансаортной мережі (otn) і відповідне обладнання otn

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може використовуватися в системах оптичної транспортної мережі. Технічний результат полягає в підвищенні пропускної здатності каналів передачі. Для цього запропоновано спосіб обробки крос-комутаційної навантаження для обладнання оптичної транспортної мережі (OTN), яке включає сервісний блок і блок крос-комутації, причому згаданий сервісний блок включає перший сервісний підблок і другий сервісний підблок. Спосіб включає розбиття, першим сервісним підблоком, даних Т1, відображених на Т тимчасових інтервалів N/2 шинах молодших розрядів даних об'єднавчої плати першого сервісного подблока, на дві частини; розбиття, другим сервісним підблоком, даних Т2, відображених на Т тимчасових інтервалів N/2 шинах молодших розрядів даних об'єднавчої плати другого сервісного подблока, на дві частини; обмін даними та їх рекомбініровані, здійснювані згаданим першим сервісним підблоком і згаданим другим сервісним підблоком, і передачу рекомбінувати даних у блок крос-комутації. 2 н. і 8 з.п. ф-ли, 5 іл.

Спосіб передачі мовного повідомлення і пристрій для його здійснення

Група винаходів відноситься до техніки зв'язку і може використовуватися для передачі мовного повідомлення на відстань. Технічний результат полягає в підвищенні перешкодозахищеності і скритності передачі мовного повідомлення. Для цього спосіб включає в себе генерацію несучих електромагнітних коливань, модуляцію коливань електричним сигналом, що містить передану інформацію, поширення коливань на відстань, прийом і перетворення коливань у вихідний електричний сигнал, частота електромагнітних коливань знаходиться в діапазоні довжин хвиль рентгенівського випромінювання, а пристрій складається з передавача і приймача, передавача містить аналого-цифровий перетворювач, з'єднаний з модулятором світла, і рентгенівську трубку, у вакуумному балоні якої передбачено вхідна - оптично прозоре і вихідна - рентгенопрозрачное вікна, а також розташовані фотокатод, один або кілька динодов і анод з мішенню, причому модулятор оптично зв'язаний через вхідне вікно з фотокатодом анод з'єднаний з джерелом високої напруги, а вихідне вікно призначене для передачі імпульсів рентгенівського випромінювання на вхід приймача, що містить послідовно з'єднані дет якого є виходом приймача. 2 н. п. ф-ли, 1 іл.
Up!