Некогерентне цифровий демодулятор "в цілому" кодованих сигналів з фазовою маніпуляцією

 

Винахід відноситься до галузі радіотехніки і може бути використане в пристроях прийому цифрових інформаційних сигналів цифрового демодуляції «в цілому» кодованих двійкових сигналів з фазовою маніпуляцією (ФМ).

Відомо ідеальне пристрій ототожнення «в цілому» складних сигналів (Бородін Л. Ф. Ідеальний пристрій для ототожнення складних сигналів. «Радіотехніка», т. 15, 1960, №8), що містить функціональні перетворювачі сигналу, що формують «міру схожості» його на кожен з можливих переданих сигналів і вирішальне пристрій. Також відомо пристрій оптимального прийому сигналу (Філіппов Л. В. Основи теорії радіоприймання дискретних сигналів (синтез і аналіз). М.: Наука, 1974), що містить два корелятора вхідного сигналу із зразками приймається і пов'язаного з ним сигналів, два квадратичних пристрої, два суматора і схему порівняння.

Близьким до пропонованого пристрою є пристрій некогерентной демодуляції сигналів «у цілому» (див. Фінк Л. М. Теорія передачі дискретних повідомлень. Видання друге. М.: «Радянське радіо», 1970). Пристрій некогерентной демодуляції «в цілому» кодованого двійкового сигналу із загальної множини M кодових ком�итающего пристрою, запам'ятовуючого пристрою вагових коефіцієнтів, M помножувачів, M суматорів і схеми порівняння.

Ці пристрої здійснюють квадратурную кореляційну обробку вхідного сигналу з накопиченням і подальшим порівнянням результатів по всім варіантам прийнятих кодових комбінацій.

До недоліків відомих пристроїв слід віднести:

- складність реалізації високошвидкісних кореляторів або узгоджених фільтрів, великого числа помножувачів і накопичують суматорів, як в аналоговій, так і в цифровій формі;

- необхідність виконання великого числа арифметичних операцій на кожен надійшов відлік сигналу, що вимагає використання високошвидкісних обчислювачів.

Найбільш близьким за технічною сутністю і внутрішньою структурою до пропонованого пристрою є цифровий демодулятор сигналів з відносною фазовою маніпуляцією (патент RU 2505922 С2, H04B 1/10, H04D 3/02, 27.01.2014, Бюл. №3, автори Литвиненко В. П., Глушков А. Н.).

Його недоліком є відсутність можливості високошвидкісний демодуляції «в цілому» кодованих фазоманипулированних сигналів.

Завданням пропонованого технічного рішення є забезпечення високошвидкісний некогерентн�ється тим, що цифровий демодулятор сигналів з відносною фазовою маніпуляцією, що містить аналого-цифровий перетворювач (АЦП), регістр зсуву багаторозрядних кодів на чотири відліку, перший і другий n-каскадні канали квадратурної обробки (ККО) сигналів і генератор тактових імпульсів, додатково містить два обчислювальні пристрої (ВУ), задане число M квадратичних перетворювачів (КП), дорівнює кількості кодових послідовностей, що утворюють блок квадратичних перетворювачів (БКП) і вирішальне пристрій (РУ). Кожне ВУ складається з M обчислювачів відгуків (В), входи яких з'єднані разом і утворюють спільний вхід ВУ, з'єднаний з відповідним виходом ККО. Вихід m-го ДО першого ВУ(m=1.M)з'єднаний з першим входом m-го КП, а вихід m-го У другого ВУ - з другим входом m-го КП. Виходи всіх КП з'єднані з входами вирішального пристрою РУ, вихід якого є виходом демодулятора. Виходи генератора тактових імпульсів з'єднані з керуючими (тактовими) входами АЦП, регістра зсуву багаторозрядних кодів на чотири відліку, ККО, ВУ і пропонованого пристрою, на фіг. 2 - процес квантування, на фіг. 3 - нормовані результати моделювання відгуку демодулятора при обробці в цілому фазоманипулированного сигналу на базі послідовностей Уолша, на фіг. 4 - ті ж значення в моменти циклової синхронізації, на фіг. 5 - залежності ймовірності помилки від відношення сигнал/шум, на фіг. 6 - нормовані результати моделювання відгуку демодулятора при обробці в цілому фазоманипулированного сигналу на базі послідовності Баркера при відсутності перешкод, а на фіг. 7 - ті ж результати, але при наявності шумової перешкоди при відношенні сигнал/шум 3 дБ.

Пристрій містить АЦП 1, на вхід якого надходить приймається сигнал 2 з виходу підсилювача проміжної частоти приймача, а на керуючий вхід тактові імпульси 3. Вихід АЦП 1 з'єднаний з входом регістра 4 зсуву багаторозрядних кодів на чотири відліку, парні виходи якого з'єднані з відповідними входами від'ємника 5 першого ККО 6, а непарні виходи - з відповідними входами від'ємника 7 другого ККО 8. Кожен ККО крім від'ємника містить n каскадно сполучених блоків накопичення відліків (БНО). Кількість БНО n залежить від числа N періодів сигналу в інформаційному символі і визначається двої� число оброблюваних періодів сигналу дорівнює N=2n.

Перший ККО 6 містить послідовно з'єднані БНО 9-1, ..., 9-n, а другий ККО 8 - послідовно з'єднані БНО 10-1, ..., 10-n. Кожен з БНО складається з регістра зсуву багаторозрядних кодів і суматора. Блоки 9-1, ..., 9-n накопичення відліків містять регістри 11-1, ..., 11-n зсуву багаторозрядних кодів і суматори 12-1, ..., 12-n відповідно, а БНО 10-1, ..., 10-n - відповідно регістри 13-1, ..., 13-n зсуву багаторозрядних кодів і суматори 14-1, ..., 14-n. У кожному блоці 9 (10) накопичення відліків перший вхід регістра 11 (13) зсуву є входом блоку 9 (10) накопичення відліків. Другий вхід суматора 12 (14) з'єднаний з виходом регістра 11 (13) зсуву. Вихід суматора 12 (14) є виходом блоку 9 (10) накопичення відліків, а тактовий вхід регістра 11 (13) зсуву є керуючим входом блоку 9 (10) накопичення відліків. Вихід від'ємника 5 з'єднаний з входом блоку 9-1 накопичення відліків ККО 6, а вихід блоку 9-n накопичення відліків ККО 6 - з входом першого ВУ 15. Вихід від'ємника 7 з'єднаний з входом БНО 10-1 ККО 8, а вихід БНО 10-n ККО 8 - з входом другого ВУ 16. Вихід m-го ПО 15-m(m=1.M)першого ВУ другим входом m-го КП 17-m БКП 17. Виходи всіх КП 17-m(m=1.M)з'єднані з входами вирішального пристрою РУ 18, вихід якого є виходом демодулятора 19.

На керуючий вхід вирішального пристрою 18 надходять тактові синхроімпульсів 20 від генератора тактових імпульсів 21. Керуючі входи АЦП 1, регістра 4 зсуву багаторозрядних кодів на чотири відліку, блоків 9 (10) накопичення відліків, ВУ 15 (16) з'єднані з відповідними входами генератора 21 тактових імпульсів.

Пристрій працює наступним чином.

Вхідний фазоманипулированний сигнал на вході 2 демодулятора виду s(t)=Ssin(2πf0t+am(t)π+ψ0), де S - амплітуда, f0- несуча частота, ψ0- початкова фаза, am(t) - m-я двійкова кодова послідовність модулюючих фазу символів зі значенням 0 або 1 (m=1.MМ - число кодових комбінацій), надходить на вхід аналого-цифрового перетворювача (АЦП) 1, який формує по чотири відліку вхідного сигналу на периола тривалістю ТЕмістить N періодів Τ несучого коливання, N=2n, n - ціле число.

Процес квантування вхідного сигналу s(t) показаний на фіг. 2 для трьох послідовних інформаційних елементів чергуються з фазами тривалістю ТЕза 4 періоду Τ (N=4, n=2). Суцільною лінією показаний сигнал s(t), а точками відзначені його відліки АЦП в моменти квантування, що збігаються з сіткою на фіг. 2, i - номер відліку. На кожному періоді Τ АЦП формує по 4 відліку (два непарних і два парних), частота квантування fКВдорівнює fКВ=4·f0.

Припустимо, що забезпечена тактова та циклова синхронізація. На входи від'ємника 5 спочатку надходять парні відліки поточного періоду, рівні S·sin(ψ0) і-S·sin(ψ0), а на його виході формується їх різниця дорівнює 2S·sin(ψ0), яка запам'ятовується в регістрі 11-1. У наступному періоді сигналу на виході від'ємника 5 також отримаємо величину 2S·sin(ψ0) (фіг. 2), а на виході суматора 12-1 - їх суму 4S·sin(ψ0). Після надходження N періодів вхідного сигналу (поточного елемента) при відсутності перешкод на виході суматора 12-n отримаємо результат 2NS·sin(ψ0) обробки 2N відліків інформаційного елемента тривалістю ТЕ. На входи від'ємника 7 спочатку надходять �ть, рівна 2S·cos(ψ0), яка запам'ятовується в регістрі 13-1. Далі накопичення проводиться аналогічно, і в результаті на виході суматора 14-n по закінченні поточного інформаційного елемента отримаємо величину, рівну 2NS·cos(ψ0).

Двійкова модуляція фази зі значенням 0 або π означає зміну знака інформаційного елемента. Чергування цих знаків визначає передану кодову комбінацію am(t), яку можна описати послідовністю символів bm,jзі значеннями ±1, рівних

m - номер кодової комбінації,j=1,r- номер інформаційного символу, r - довжина кодового слова.

Таким чином, на виходах квадратурних каналів (суматорів 12-n 14-n) в моменти закінчення прийому j-го елемента коду формуються величини y0,j=bj2NS·sin(ψ0) і y1,j=bj2NS·cos(ψ0), де bj- символи (±1) прийнятої кодової комбінації. Ці результати передаються в обчислювальні пристрої 15 і 16, які в обчислювачах відгуків ПО-m демодулятора m-го кодового слова визначають реакції квадратурних каналів демодулятора �

У квадратичних перетворювачах 17-m обчислюються величини

по максимуму яких у вирішальному пристрої вибирається номер m прийнятого кодового слова. Для ортогональних кодів (наприклад, послідовностей Уолша) при відсутності перешкод, якщо передавалася m0-я кодова комбінація, тоνm0=2NSr, а для інших кодових слів νm=0, m≠m0. Для квазиортогональних кодів νm>0, m≠m0. Інверсні кодові комбінації демодулятор не розрізняє.

У пропонованому демодуляторі за один період сигналу в двох ККО необхідно виконати 2(log2N+1) операцій додавання/віднімання багаторозрядних кодів і запам'ятовувати 2N отриманих значень. Таким чином при обробці кожного інформаційного символу забезпечується мінімум арифметичних операцій на період сигналу і, отже, висока швидкість обробки елемента сигналу. У кожному з двох обчислювальних пристроїв необхідно виконати (r-1)·M операцій додавання/віднімання, а в кожному з У відповідно (r-1) таких операцій (r - довжина кодового слова). Як видно, н�>math display="block">a2+b2може виконуватися наближено, наприклад, у вигляді простого вираження |a|+|b|.

Технічно пропоноване пристрій може бути реалізовано або як спеціалізована інтегральна схема, або як мікропроцесорний пристрій. Регістри зсуву багаторозрядних кодів можуть виконуватися на базі однобитових регістрів зсуву або оперативних запам'ятовуючих пристроїв.

Проведено моделювання роботи демодулятора «в цілому» ортогональних послідовностей Уолша [5] довжиною r=8 біт, матриця wm,j=±1 (m - номер послідовності, j - номер елемента коду) має вигляд

Двійковий код номера послідовності має довжину k=3 біта (k=log2r), інформаційна швидкість дорівнює k/r=3/8.

На фіг. 3 показані часові діаграми нормованих відгуків νm,iдемодулятора при відсутності перешкод і N=64 (m=0,7- номер переданої послідовності, i=t/TЕ- нормований час, а при цілих значеннях - порядковий н� проміжних значеннях часу t, не кратних ТЕмають місце значні викиди відгуків (викиди взаимокорреляционной функції прийнятого і очікуваного сигналів). Значення тих же відгуків в моменти часу, кратні ТЕ(в моменти приходу циклових синхроімпульсів), показані на фіг. 4 (мають сенс тільки цілочисельні значення i). Як видно, в цьому випадку є повна ортогональність послідовностей Уолша.

При наявності шуму форма відгуків демодулятора спотворюється, і з'являються помилки, ймовірність яких дорівнює

де h2- відношення сигнал/шум. Залежність pЗШ(h2) показано на фіг. 5 суцільною лінією. Пунктиром показана ймовірність спотворення кодової комбінації при поелементний прийомі з виправленням помилок. Точкова лінія відображає граничну завадостійкість при ідеальному виправлення всіх виявлених помилок згідно з теоремою Л. М. Фінка [3]. Окремими «жирними» точками показані результати статистичного імітаційного моделювання.

Як видно, при некогерентной демодуляції «в цілому» спостерігається значний виграш в завадостійкості порівняно з поелементної обробкою кодованого сигналу, практично забезпечується�спеціальна інтерес може представляти некогерентне демодулятор «в цілому» одного сигналу (М=1) з хорошими кореляційними властивостями, наприклад, послідовності Баркера.

На фіг. 6 показаний приклад залежності відгуку демодулятора ν(i) (i=t/TЕ- нормований час) для періодично повторюваного двійкового коду Баркера виду 1111100110101 (r=13) при відсутності перешкод і N=64, а на фіг. 7 - при наявності шумової перешкоди з низьким відношенням сигнал/шум 3 дБ. Такі сигнали і відповідні їм демодулятори можна використовувати в цифрових системах циклової синхронізації.

Література

1. Бородін Л. Ф. Ідеальний пристрій для ототожнення складних сигналів. «Радіотехніка», т. 15, 1960, №8.

2. Філіппов Л. В. Основи теорії радіоприймання дискретних сигналів (синтез і аналіз). М.: Наука, 1974.

3. Фінк Л. М. Теорія передачі дискретних повідомлень. Видання друге. М.: «Радянське радіо», 1970.

4. Патент UA 2505922 С2, H04B 1/10, H04D 3/02, 27.01.2014, Бюл. №3, автори Литвиненко В. П., Глушков А. Н..

5. Варакин К. Е. Системи зв'язку з широкосмуговими сигналами. М: Радіо і зв'язок, 1985.

Некогерентне цифровий демодулятор кодованих сигналів з фазовою маніпуляцією, що містить аналого-цифровий перетворювач, регістр зсуву багаторозрядних кодів на чотири відліку, перший і другий n-каскадні канали квадратурної обробки сигналів і генератор тактових импульсо�х перетворювачів, рівне числу кодових послідовностей, що утворюють блок квадратичних перетворювачів і вирішальне пристрій, при цьому кожне обчислювальний пристрій складається з заданого числа обчислювачів відгуків, входи яких з'єднані разом і утворюють спільний вхід обчислювального пристрою, з'єднаний з відповідним виходом каналу квадратурної обробки сигналу, вихід m-го обчислювача відгуку першого обчислювального пристрою з'єднаний з першим входом m-го квадратичного перетворювача, а вихід m-го обчислювача відгуку другого обчислювального пристрою - з другим входом m-го квадратичного перетворювача, виходи генератора тактових імпульсів з'єднані з керуючими тактовими входами аналого-цифрового перетворювача, регістра зсуву багаторозрядних кодів на чотири відліку, каналу квадратурної обробки, обчислювального пристрою і вирішального пристрою, виходи всіх квадратичних перетворювачів з'єднані з входами вирішального пристрою, вихід якого є виходом демодулятора.



 

Схожі патенти:

Спосіб прямої дискретизації сигналів декількох радиодиапазонов і блок управління для його здійснення

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може використовуватися в системах бездротового зв'язку. Технічний результат полягає в підвищенні достовірності прийому інформації. Для цього описаний спосіб прямої дискретизації сигналів декількох радиодиапазонов, що включає прийом сигналу першого радіодіапазону (331) за допомогою першого інтерфейсу і сигналу щонайменше одного іншого радіодіапазону (332, 333) за допомогою принаймні одного іншого інтерфейсу, причому перший радиодиапазон і щонайменше один інший радиодиапазон відповідають різним частотним діапазоном, і перший радиодиапазон або щонайменше один інший радиодиапазон являє собою діапазон цифрового радіомовлення за стандартом DAB. Далі спосіб включає прийом (104) сигналу вибору допомогою інтерфейсу, причому сигнал вибору вказує на те, передбачена подальша обробка сигналу першого радіодіапазону (331) і/або сигналу щонайменше одного іншого радіодіапазону (332, 333). В залежності від сигналу вибору здійснюється дискретизація (106) сигналу першого радіодіапазону (331) із загальною частотою дискретизації та/або сигналу зазначеного щонайменше одного іншого радіодіапазону (332, 333) з вказаної загальної ча�

Пристрій бездротового зв'язку

Винахід відноситься до пристрою бездротового зв'язку. Технічний результат полягає в зменшенні енергоспоживання, зменшення кількості складових частин і поліпшення продуктивності при прийомі сигналу, що досягається відсутністю модуля перемикання антени. Для цього пристрій бездротового зв'язку включає в себе підсилювач потужності (31), який підсилює сигнал передачі, схему (37) передачі, яка обробляє посилений сигнал передачі, антену (13) і блок (10e) управління, який по черзі активує і деактивує підсилювач потужності (31), причому схема (37) передачі налаштована для узгодження імпедансу між схемою (37) передачі і антеною (13), коли активується підсилювач потужності (31), і приведення імпедансу, спостережуваного від антени (13) в напрямку схеми (37) передачі, в високоимпедансное стан, коли деактивується підсилювач потужності (31). 4 н. і 14 з.п. ф-ли, 52 іл.

Пристрій гнучкого широкосмугового перетворення частоти і відповідний приймач телекерування супутника

Винахід відноситься до радіоприймачів і може використовуватися в телеуправлении супутником. Досягнутий технічний результат - придушення заборонених смуг в синтезаторах частот при їх використанні в пристроях перетворення частоти. Пристрій подвійного перетворення частоти містить ланцюг підсилення та фільтрації, два змішувача, два синтезатора частот, засоби керування частотами FOL1, FOL2 першого і другого синтезаторів частоти для отримання необхідних співвідношень їх частот для отримання заданих першої та другої проміжних частот. Приймач телекерування для геостаціонарного супутника містить засоби для демодуляції сигналу на заданої проміжної частоті, формованої пристроєм подвійного перетворення частоти. 2 н. і 2 з.п. ф-ли, 6 іл.

Базова радіостанція та кероване обладнання та способи у них

Винахід відноситься до передачі керуючої інформації висхідної лінії зв'язку, що міститься в блоці бітів, через радіоканал в базову станцію. Технічний результат полягає у створенні в LTE формату фізичної керуючого каналу висхідної лінії зв'язку (PUCCH), здатного переносити велику кількість бітів. Для цього передбачена передача керуючої інформації висхідної лінії зв'язку у тимчасових слотах в подкадре через радіоканал в базову станцію. Радіоканал виконаний для перенесення керуючої інформації висхідної лінії зв'язку, а кероване обладнання і базова радіостанція містяться у мережі радіозв'язку. Керуюча інформація висхідної лінії зв'язку міститься в блоці бітів. Кероване обладнання відображає блок бітів в послідовність комплексних оцінених символів модуляції і блочно розширює послідовність комплексних оцінених символів модуляції за допомогою символів, розширення дискретного перетворення Фур'є - мультиплексування з ортогональним частотним поділом каналів (DFTS-OFDM). 5 н. і 15 з.п. ф-ли, 23 іл.

Самовиявление rf конфігурації для бездротової системи

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може бути використане в радіочастотної (RF) розподільній системі. В розподільчій системі, що включає безліч компонентів, підключених до процесора за допомогою мережі Ethernet і підключені до розподільної системи антени за допомогою коаксіального кабелю, за допомогою процесора виконується спосіб самовияву впливу конфігурації, в якому наказують першому радіочастотного (RF) компоненту RF розподільної системи надати згенерований модульований сигнал на RF порте, приймають вказівку від другого RF компонента, коли їм за допомогою RF порту виявлено зазначений сигнал від першого RF компонента, причому вказівка вказує, що перший RF компонент і другий RF компонент електрично з'єднані через RF порти. Етапи приписи і прийому повторюють для решти RF компонентів RF розподільної системи. На основі етапів приписи, прийому і повтору визначають RF конфігурацію RF розподільної системи на основі етапів приписи, прийому і повтору і відображають апаратні з'єднання між RF компонентами на пристрої відображення із зазначенням того, існує помилка конфігурації. Технічний результат

Пристрій і спосіб компенсації вузькосмугових завад у цифрових радіосистеми передачі інформації

Винахід відноситься до техніки радіозв'язку і може бути використане для компенсації вузькосмугових завад. Технічний результат - підвищення завадостійкості приймання двійкових цифрових сигналів в результаті компенсації ансамблю вузькосмугових завад, смуга ΔfП кожній з яких і смуга ΔfС корисного сигналу задовольняють умові Δ f П Δ f З < < 1 . Компенсація вузькосмугових сигналів перешкод у суміші, що надходить на вхід приймача корисного сигналу і сигналу перешкод здійснюється шляхом віднімання компенсуючого сигналу перешкод, сформованого в спеціальному каналі приймача в результаті відмінностей частоти і фази несучого коливання корисного сигналу, і несучих коливань сигналів завад. При цьому забезпечується компенсація ансамблю неперекривающихся по спектру вузькосмугових завад, прийнятих спільно з цифровим ФМ сигнал, спектр якого в процесі компенсації не змінюється, що принципово відрізняє пропоноване пристрій від обеляющего фільтра. При цьому передбачається, що при передачі використовується квадратурна фазова модуляція, по одному квадратурному каналу якої передається високошвидкісна інформація, а з іншого квадратурному каналу передається псевдошумової сигн�сть РПШС якого значно менше Р П Ш З Р З < < 1 потужності високошвидкісного інформаційного сигналу РС. Застосування ПШС з великою базою дозволяє зменшити потужність вузькосмугових завад в базу раз в результаті їх руйнування при перемножении з опорним ПШС в каналі синхронізації з несучою. Додаткове зменшення потужності перешкод забезпечується вузькосмугової схемою ФАП у складі схеми синхронізації. 2 н. п. ф-ли, 1 іл.

Спосіб обробки гідроакустичних шумоподібних сигналів фазоманипулированних

Винахід відноситься до галузі гідроакустики і може бути використане для обробки гідроакустичних сигналів в умовах реального каналу поширення. Технічним результатом є підвищення завадостійкості при вирішенні задачі виявлення гідроакустичного сигналу в реальних умовах експлуатації (потужність сигналу багато менше рівня гідроакустичних шумів) при низькій обчислювальної потужності апаратного забезпечення. Згідно способу обробки гідроакустичних шумоподібних фазоманипулированних сигналів приймають сигнал s(t), оцифровують сигнал, отримують кк, попередньо вирівнюють амплітуди y k = s i g n [ y k ] , де s i g n [ x ] = { + 1 п р і x ≥ 0 − 1 п р і x < 0 , виконують зсув в область низьких частот і визначають реальну складову і уявну складову сигналу (fs - середня частота оброблюваного шумоподобного фазоманипулированного сигналу, fd - частота дискретизації системи обробки сигналу, Ns - довжина вікна обробки, повинна дорівнювати цілому числу періодів відліку частоти дискретизації, тобто Ns=n·Ts·fd, де n=1, 2, 3...), для отриманого сигналу y j = A j + i B j ( i = − 1 - уявна одиниця) фільтром нижніх частот пригнічують високочастотні складові, - імпульсна �скретизации з кроком Nд сигналу де Nд - крок дискретизації, рівний відношенню частоти дискретизації fd вихідного сигналу і подвоєної частоти зрізу N д = f d 2 f c p = f d Δ f , після чого частота дискретизації сигналу стає дорівнює fd2=2fср=Δf, вдруге виконують вирівнювання амплітуд сигналу y j д = s i g n [ y j д ] і для отриманого сигналу y j д обчислюють значення кореляційної функції Y j = Σ k = 1 N c p y j д ⋅ m k , де Ncp - тривалість оброблюваного сигналу в відлік частоти дискретизації fd2, mk - опорний сигнал корелятора у знаковій формі, обчислюють порогове значення Υ п про р = n − 2 k n , де n - кількість знаків у модулюючим псевдовипадковою послідовності, k - ціле число, яке визначається заданою ймовірністю помилкових спрацьовувань ρлож (при цьому k≤n і вибирають найбільше число, при якому виконується умова ρ л про ж ≈ 0.5 k Σ j = k n C n i , де C n i - число сполучень i по n : C n i = n ! i ! ( n − i ) ! ) , порівнюють значення кореляційної функції Yj з пороговим значенням Упор, а наявність сигналу визначають при перевищенні значення кореляційної функції порогового значення.
Винахід відноситься до способів розпізнавання радіосигналів і може бути використане в технічних засобах розпізнавання виду і параметрів модуляції радіосигналів. Технічний результат полягає в розробці способу розпізнавання радіосигналів, при якому не вимагається зберігання в пам'яті великих масивів значень векторів ознак еталонних радіосигналів. Попередньо з дискретизированних і квантованих відліків еталонних радіосигналів формують матриці розподілу енергії на основі їх фреймових вейвлет-перетворень. Потім з них, починаючи з другого рядка, формують вектори ознак шляхом порядкового конкатенації всіх вейвлет-коефіцієнтів. Після чого елементи векторів ознак нормують і обчислюють їх параметри. Причому в якості параметрів визначають усереднену величину нормованих амплітудних значень елементів векторів ознак, а рішення приймають за результатами обчислення різниці значень параметрів розпізнаваного радіосигналу і еталонних радіосигналів. Розпізнаваний радіосигнал вважають инцидентним еталонному радіосигналу, модуль різниці параметрів векторів ознак з яким буде мінімальним. 5 іл.

Спосіб багатопараметричного стеження за навігаційними сигналами і приймач супутникової навігації з многопараметрическим пристроєм стеження за слабкими сигналами в умовах надвисокої динаміки об'єкта

Група винаходів відноситься до приймачів сигналів супутникових радіонавігаційних систем GPS і ГЛОНАСС відкритого коду частотного діапазону L1. Технічний результат полягає в забезпеченні надійного стеження за сигналами рівня 30 дБГц без зривів при ривку до 8000 G/c, що відповідає на 9.5 дБ більш високої чутливості в тих же динамічних умовах. Приймач містить радіочастотний перетворювач, N канальний цифровий корелятор, N канальний пристрій цифрової обробки кореляційних відліків з многопараметрическим пристроєм стеження, що містить сдвиговий регістр комплексного вхідного сигналу, ПЗУ значень ортогональних поліномів, сукупність цифрових блоків формування опорного сигналу, блоків формування кореляції вхідного і опорного сигналу в ковзному вікні та інших цифрових блоків та їх зв'язків, у сукупності забезпечують ітераційний процес знаходження максимально правдоподібних оцінок амплітуди, фази, частоти і швидкості зміни частоти сигналу. 2 н. і 3 з.п. ф-ли, 6 іл.

Пристрій бездротового зв'язку і спосіб управління потужністю передачі

Винахід відноситься до радіозв'язку. Технічним результатом є придушення збільшення споживаної потужності терміналу, запобігаючи при цьому зниження точності вимірювання SINR, що викликається помилками ТРС на базовій станції. Термінал управляє потужністю передачі другого сигналу шляхом додавання до зміщення потужності передачі першого сигналу; модуль встановлення зсуву встановлює величину корекції зсуву у відповідь на часовий проміжок у передачі між третім сигналом, переданим в минулий раз, і другим сигналом, що передається в цей раз; і модуль управління потужністю передачі управляє потужністю передачі другого сигналу, використовуючи величину корекції. 2 н. і 18 з.п. ф-ли, 19 іл.
Up!