Пристрій гнучкого широкосмугового перетворення частоти і відповідний приймач телекерування супутника

 

Даний винахід відноситься до пристрою подвійного перетворення частоти для радіоприймача, зокрема для приймача телекерування супутника, а також до приймача телекерування супутника, який містить такий пристрій.

Приймач телекерування супутника знаходиться на борту геостаціонарного супутника або переміщується і здійснює зв'язок телекерування і вимірює відстань від станцій до землі, і зазначений супутник відомий під назвою TTC-зв'язок, від англійського "Telemetry, Tracking and Command" (телеметрія, стеження і управління).

Відомі рішення моделей TTC-приймачів використовують локальний генератор частоти, що видає найчастіше одну фіксовану частоту або обмежене число частот. Зміною частоти локального генератора або генераторів отримують гнучкість частоти прийому приймача. Цю частоту можна зробити програмованої і керованої на відстані шляхом використання локального генератора з синтезом частоти, яка може бути ціла або дробової.

Застосування відомого синтезатора дробового типу поєднує переваги покриття дуже широкої смуги частот, забезпечуючи одночасно дуже малий крок вибору частоти. Ця можливість перебудови частоти TTC-приия або уникнути використання певних уражених перешкодами частот.

Один з основних недоліків використання дробового синтезатора в структурах TTC-приймача випливає з погіршення характеристик для певних наперед заданих смуг частот.

Метою справжнього винаходу є, зокрема, вирішити проблему обмежень відомих дробових синтезаторів, пригнічуючи заборонені смуги частот, властиві таким пристроям. Рішення, пропоноване винаходом, полягає у використанні гнучкості по частоті другого локального генератора синтезу частот, який містить приймач згідно винаходу. Завдяки належному і одночасного управління двома локальними генераторами можна уникнути заборонених смуг частот у дробовому синтезаторі, щоб приймач міг покривати дуже широку смугу частот без дискретності.

З цією метою об'єктом винаходу є пристрій подвійного перетворення частоти, що містить щонайменше першу ланцюг підсилення та фільтрації, що приймає сигнал на першій частоті FRFперший змішувач частот, здійснює перше перетворення частоти згаданого сигналу в першу проміжну частоту FFI1і видає згаданий перетворений сигнал на вхід другого ланцюга підсилення та фільтрації, при�ла, видається згаданої другий ланцюгом, і видає згаданий перетворений сигнал на вхід третьої ланцюга підсилення та фільтрації, перший дробовий синтезатор частоти з смугою петлі B, здатний виробляти першу синтезовану частоту FOL1на вхід згаданого першого змішувача, і другий цілочисельний або дробовий синтезатор частоти, здатний виробляти другу синтезовану частоту FOL2на вході згаданого другого змішувача, відрізняється тим, що воно містить, крім того, засоби керування частотами FOL1, FOL2згаданих першого і другого синтезаторів, здатні виконувати наступні етапи:

- Ініціалізація частоти FOL2на перше задане значення FOL2,A;

- Для заданої пари частот (FRF, FFI2), визначення частоти FOL1з допомогою наступних співвідношень:

Якщо FRF>FOL1і FFI1<FOL2, FRF=FOL1+FOL2-FFI2(5),

Якщо FRF>FOL1і FFI1>FOL2, FRF=FOL1+FOL2+FFI2(6),

Якщо FRF<FOL1і FFI1>FOL2, FRF=FOL1-FOL2-FFI2(7),

Якщо FRF<FOL1і FFI1<FOL2, FRF=FOL1-FOL2+FFI2(8);

�раницей A. FREF+B. X, де A є строго позитивне ціле число, і X є заданим параметром, зміна частоти FOL2на друге значення FOL2,B,визначене таким чином, щоб абсолютне значення різниці між FOL2,Aі FOL2,Bзадовольняла таким умовам:

|FOL2,B-FOL2,A|>AFREF+2B.X

|FOL2,B-FOL2,A|<AFREF-2B.X;

- Передача значень частоти FOL1і FOL2зазначеним синтезаторів частоти.

В одному варіанті здійснення винаходу зазначені засоби управління частотами FOL1, FOL2виконані з можливістю спочатку виконати для сукупності заданих пар частот FRF, FFI2згадані розрахункові етапи, що дозволяють визначити пов'язані значення частот FOL1, FOL2зазначених синтезаторів частоти, і записати сукупність отриманих частот FRF, FFI2, FOL1, FOL2у запам'ятовуючий пристрій, яке вони містять.

В іншому варіанті здійснення винаходу зазначені засоби управління частотами FOL1, FOL2реалізовані інтегральної схеми типу ASIC або FPGA, що містить щонайменше один запам'ятовуючий пристрій.

Об'єктом винаходу є також приймач телеуправл�астоти FFI2і пристрій подвійного перетворення згідно винаходу, що приймає сигнал з частотою FRFі видає згаданий перетворений сигнал на проміжній частоті FFI2.

Інші характеристики виявляться при вивченні нижченаведеного докладного опису, даного в якості прикладу, але не обмеження, яке наводиться у поєднанні з доданими кресленнями, на яких показано:

фіг.1: блок-схема структури приймача телекерування TTC-супутника, згідно з рівнем техніки,

фіг.2: блок-схема локального генератора з дробовим синтезатором, згідно з рівнем техніки,

фіг.3: таблиця числового відображення, що ілюструє співвідношення між частотою FOL1і паразитними частотами, наведеними в результаті застосування дробового синтезатора,

фіг.4: приклад смуг частот, які не застосовуються для дробового синтезатора,

фіг.5: блок-схема структури приймача телекерування TTC-супутника, згідно винаходу,

фіг.6: таблиця числового відображення, ілюструє визначення частот FOL1і FOL2.

Фіг.1 описує структуру TTC-приймача 10, що відповідає рівню техніки. Вона включає в себе щонайменше одну ланцюг посилення 101 радіочастот, що приймає сигнал на частотого ланцюгом посилення 101 на першу ланцюг посилення 103 на проміжній частоті FI1і другий змішувач 104 частот, здійснює друге перетворення частоти сигналу, що видається ланцюгом посилення 103 на проміжній частоті, на другу ланцюг посилення 105 з проміжною частотою FI2. Ланцюги посилення 101,103,105 по суті утворюють засоби фільтрації та/або посилення сигналів, які вони приймають на вході.

TTC-приймач 10 містить також перший локальний дробовий генератор 106 із синтезом частоти, що генерує частоту, і другий цілочисельний або дробовий генератор 107 з синтезом частоти, які обидва виконані з можливістю генерувати синтезовані частоти FOL1,FOL2, необхідні для двох послідовних перетворень. Подвійне перетворення частоти, що реалізується двома локальними генераторами 106,107, необхідно, щоб перейти від підвищеної частоти FRFна вході приймача до більш низькій частоті FI2на вході коштів демодуляції 108 сигналу.

Частота FI1отримана перетворенням частоти FRFчастотою FOL1. Співвідношення, що зв'язує їх, має вигляд:

FFI1=FRF-FOL1якщо FRF>FOL1, (1)

або

FFI1=FOL1-FRFякщо FRF<FOL1. (2)

Частота FI2отримана перетворенням част� FFI1>FOL2, (3)

або

FFI2=FOL2-FFI1якщо FFI1<FOL2. (4)

В цілях спрощення подальший опис базується на співвідношеннях (1) і (4), але, зрозуміло, винахід застосовується рівним чином і при використанні співвідношень (2) і (3).

Таким чином, комбінуючи співвідношення (1) і (4), одержують вираз FRF=FOL1+FOL2-FFI2(5).

Засоби демодуляції 108 функціонують з вхідним сигналом фіксованої частоти, таким чином, частота FFI2є постійною, встановленої специфікаціями системи.

Приймач працює на широкій смузі частот: FRF,хв<FRF<FRF,макс.

Фіг.2 показує у вигляді схеми структуру локального дробового генератора з синтезом, що відповідає рівню техніки.

Локальний дробовий генератор 196 із синтезом містить щонайменше наступні елементи. Кварцовий генератор 201 видає фіксовану опорну частоту FREFможливо попередньо поділену 206 на коефіцієнт P, на компаратор 202. Дробовий дільник 203 здійснює розподіл частоти відносно N+K/M, де N і K є програмовані параметри, а M є дробовим коефіцієнтом синтезатора 106 (0<K<M). Компаратор 202 забезпечує рівність частоти F<дробовий генератор з синтезом містить, крім того, петлевий фільтр 205, функцією якого є фільтрація фазового шуму і можливих паразитних ліній, і регульований напругою генератор 204.

Фіг.3 ілюструє приклад чисельного відображення для генерації частоти FOL1, укладеною між 3000 і 4000 МГц, на основі опорної частоти FREF50 МГц і параметра M=100000. У цьому прикладі N становить від 60 до 80, K між 0 і 99999. Крок частоти в локальному генераторі становить 500 Гц. N і K є двома керуючими параметрами локального генератора.

Структура дробового синтезатора згідно з рівнем техніки, яка описана на фіг.1, має деякі обмеження. Через взаємодії між частотою FOL1і частотою порівняння FREFіснує відоме явище утворення паразитних ліній, які погіршують спектральну чистоту сигналу, генерованого дробовим синтезатором. Ці паразитні лінії утворюються з обох сторін частоти FOL1на відстані по частоті, рівній ΔF=±|FOL1-(A. FREF)|, де (A. FREF) дорівнює значенню, кратному FREFнайближчого до FOL1, причому A є позитивне ціле число, і || означає абсолютне значення числа.

Остання колонка таблиці на фіг.3 вказує частоти паразитних ліній, набота FREFдорівнює 50 МГц. Таблиця на фіг.3 показує лише кілька прикладів значень частоти FOL1, які можна генерувати. Можна бачити, що частоти паразитних ліній поєднуються з частотою FOL1, коли вона дорівнює кратному частоті FREF. Коли FOL1не є величиною, кратною частоті FREFз'являються дві паразитні лінії з обох сторін частоти FOL1, які тим більше віддалені від неї, чим більше значення частоти FOL1віддалене від кратного частоті FREFі наближаються до кратного частоті FREF/2. У чисельному прикладі на фіг.3 частотне відстань між частотою FOL1і паразитними лініями найбільше для частоти FOL1=3025 МГц. Паразитні лінії локалізовані навколо частот, кратних частоті FREF.

Функцією петлевого фільтра 205 дробового синтезатора 106 є, зокрема, фільтрувати фазовий шум і паразитні лінії. Характеристики фільтрації регулюються в залежності від параметра смуги петлі, вираженого в герцах. Цей параметр фіксується щонайменше таким чином, щоб оптимізувати щонайменше рівень фазового шуму локального генератора. Паразитні лінії також фільтруються петлевим фільтром 205 на рівні, прийнятний�ніж X, помножене на смугу петлі дробового синтезатора 104. В якості прикладу, число X може бути прийнято рівним 10. Параметр X є цілим або нецілою числом і регулюється залежно від допустимих значень завад приймача, пов'язаних з паразитними лініями.

У разі числового прикладу з фіг.3 смуги петлі B, що дорівнює 250 кГц, шкідливі для TTC-приймача паразитні лінії знаходяться в смузі частот ± 2,5 МГц всіх 50 МГц, що відповідає 10% повного діапазону. Таким чином, ці смуги частот являють собою заборонені смуги, де не можна генерувати частоту FOL1без появи паразитних ліній. Так, застосування дробового синтезатора не дозволяє покрити суцільно всю бажану смугу частот з прийнятним рівнем погіршення. Як правило, дробовий синтезатор не буде правильно працювати для частот FOL1, розташованих у смузі шириною 2B.X навколо частот A. FREFзі строго позитивним цілим A. Фіг.4 схематично показує частотний розподіл заборонених смуг для чисельних відображень, зазначених на фіг.3.

Смуга частот роботи TTC-приймача FRFпов'язана з смугою, покривається дробовим синтезатором 106, наступним співвідношенням: FRF=FOL1+FOL2-FFI2. Заборонені �>�щоб вирішити цю проблему, TTC-приймач згідно винаходу містить, крім елементів, що вже згадувалися в зв'язку з фіг.1, пристрій керування частотою 500, яке показано на фіг.5 і функцією якого є визначення адекватних частот кожного синтезатора 106,107, щоб можна було суцільно покрити на вході TTC-приймача всю бажану смугу частот без необхідності уникати згаданих вище заборонених смуг частот. Заборонених смуг першого дробового синтезатора 106 уникають, змінюючи відповідним чином частоту другого синтезатора 107, який здатний генерувати щонайменше дві різні частоти FOL2,Aі FOL2,B, частотне відхилення між якими строго більше ширини забороненої смуги, тобто 2B.X або 5 МГц для чисельних значень, використовуваних для прикладу з фіг.3. Другий синтезатор 107 переважно є цілочисельним локальним генератором з синтезом, але може також бути дробовим локальним генератором з синтезом.

Структура TTC-приймача згідно винаходу показано на фіг.5. Цей приймач, крім елементів, вже описаних за допомогою фіг.1, містить пристрій 500, яке дозволяє управляти частотами FOL1і FOL2. Для заданої пари частот (FRF, FOL2=FOL2,A.

Значення частоти FOL1першого дробового синтезатора 106 визначається із співвідношення (5) FRF=FOL1+FOL2-FFI2для випадку, коли FRF>FOL1і FFI1<FOL2. Може виникнути три інші випадки:

Якщо FRF>FOL1і FFI1>FOL2, то FRF=FOL1+FOL2+FFI2(6),

Якщо FRF<FOL1і FFI1>FOL2, то FRF=FOL1-FOL2-FFI2(7),

Якщо FRF<FOL1і FFI1<FOL2, то FRF=FOL1-FOL2+FFI2(8).

Якщо значення, отримане для FOL1при застосуванні співвідношень(5), (6), (7) або (8), збігається зі значенням, що знаходяться в забороненій смузі, а саме смузі шириною 2B.X сцентрированная на значенні частоти A. FREF, згадана смуга знаходиться в корисній вхідний смузі частот [FRF,хв, FRF,макс] приймача, тоді і тільки в цьому випадку частота другого синтезатора 107 змінюється і приймає своє друге значення FOL2=FOL2,B. Це друге значення представляє щонайменше відхилення більше 2В.Х і менше FREF-2В.Х від першого значення. Таким чином, звідси випливає, що уникають генерації частоти FOL1в забороненій смузі, по�раничениями, пов'язаними з системою. У більш загальному випадку, умова, якій має задовольняти частота FOL2,B,полягає в тому, що вибір її значення дозволяє уникнути того, що значення частоти FOL1співпаде зі значенням, що знаходяться в забороненій смузі, тобто зі значенням, що знаходяться в смузі частот з нижньою межею A. FREF-B. X і з верхньою межею A. FREF+B. X. Це умова відображається зазвичай двома наступними нерівностей, які повинні дотримуватися одночасно:

|FOL2,B-FOL2,A|>AFREF+2B.X

|FOL2,B-FOL2,A|<AFREF-2B.X,

де A означає позитивне ціле число або нуль.

Пристрій 500 згідно винаходу виконує для заданої пари частот (FRF,FFI2) зазначені вище етапи, щоб генерувати відповідні частоти (FOL1,FOL2).

В одному варіанті здійснення винаходу заздалегідь були виконані співвідношення(5), (6), (7) і (8), щоб створити таблицю, показану на фіг.6, яка для кожної пари частот (FRF,FFI2) містить відповідну їй пару (FOL1, FOL2).

Пристрій 500 є цифровий інтегральною схемою, наприклад програмованим логічним елементом, постійним запам'ятовуючим пристроєм або будь-яким іншим вус�анное з двома синтезаторами 106, 107 частоти і трьома ланцюгами посилення 101, 103, 105, утворюють пристрій 501 подвійного перетворення частоти згідно винаходу.

Фіг.6 наводить у таблиці відповідні значення частот FOL1і FOL2, які генерировани кожним синтезатором частоти TTC-приймача згідно винаходу, щоб можна було покрити весь частотний діапазон на вході приймача, FRFбез дискретності і у випадку, коли застосовується співвідношення (5). Приклад на фіг.6 відноситься до корисної вхідний смузі приймача, укладеною між 4000 і 4500 МГц, з другим синтезатором, здатним генерувати, наприклад, або частоту FOL2,A=900 МГц, або частоту FOL2,B=910 МГц. Обмеження, яке потрібно дотримуватися для вибору цих двох частот, полягає в тому, щоб відхилення між ними було більше 5 МГц і менше 45 МГц. Можливий інший вибір частоти, якщо дотримуються зазначені вище обмеження, з метою уникнути генерації частоти FOL1, що знаходиться в забороненій смузі, гарантуючи одночасно нерозривність покриття вхідного смуги частот.

1. Пристрій (501) подвійного перетворення частоти, що містить щонайменше першу ланцюг (101) посилення і/або фільтрації, що приймає сигнал на першій частоті FRFперший смеситеоту FFI1і видає згаданий перетворений сигнал на вхід другого ланцюга (103) посилення і/або фільтрації, другий змішувач (104) частот, здійснює друге перетворення у другу проміжну частоту FFI2сигналу, що видається згаданої другий ланцюгом (103), і видає згаданий перетворений сигнал на вхід третьої ланцюга (105) посилення і/або фільтрації, перший дробовий синтезатор частоти (106) з смугою петлі B, здатний виробляти першу синтезовану частоту FOL1на вході згаданого першого змішувача (102), і другий синтезатор частоти (107), цілочисельний або дробовий, здатний виробляти другу синтезовану частоту FOL2на вході згаданого другого змішувача (104), відрізняється тим, щовоно, крім того, містить кошти (500) управління частотами FOL1, FOL2згаданих першого і другого синтезаторів (106,107), виконаних з можливістю виконувати наступні етапи:
- Ініціалізація частоти FOL2на перше задане значення FOL2,A;
- Для заданої пари частот (FRF, FFI2), визначення частоти FOL1з допомогою наступних співвідношень:
Якщо FRF>FOL1і FFI1<FOL2, FRF=FOL1+FOL2-FFI2(5),
Якщо FRFub>FI1>FOL2, FRF=FOL1-FOL2-FFI2(7),
Якщо FRF<FOL1і FFI1<FOL2, FRF=FOL1-FOL2+FFI2(8);
- Якщо отримане значення FOL1знаходиться в діапазоні частот з нижньою межею A. FREF-B. X і з верхньою межею A. FREF+B. X, де A є строго позитивне ціле число, і X є заданим параметром, зміна частоти FOL2на друге значення FOL2,B,визначене таким чином, щоб різниця, за абсолютним значенням, між FOL2,Aі FOL2,Bзадовольняла таким умовам:
|FOL2,B-FOL2,A|>AFREF+2B.X
|FOL2,B-FOL2,A|<AFREF-2B.X;
- Передача значень частоти FOL1і FOL2зазначеним синтезаторів частоти.

2. Пристрій (501) подвійного перетворення частоти з п. 1, яке відрізняється тим, що згадані кошти (500) управління частотами FOL1, FOL2виконані з можливістю спочатку виконати для всіх заданих пар частот FRF, FFI2згадані розрахункові етапи, що дозволяють визначити відповідні значення частот FOL1, FOL2згаданих синтезаторів частоти (106,107) і записати сукупність отриманих частот FRF, FFI2, FOL1, FOL2у запомиичающееся тим, що згадані кошти (500) управління частотами FOL1, FOL2реалізовані інтегральної схеми типу ASIC або FPGA, що містить щонайменше один запам'ятовуючий пристрій.

4. Приймач телекерування для геостаціонарного супутника, що містить щонайменше засоби демодуляції (108) сигнал на проміжній частоті FFI2і пристрій подвійного перетворення по одному з попередніх пунктів, що приймає сигнал на частоті FRFі видає згаданий перетворений сигнал на проміжній частоті FFI2.



 

Схожі патенти:

Базова радіостанція та кероване обладнання та способи у них

Винахід відноситься до передачі керуючої інформації висхідної лінії зв'язку, що міститься в блоці бітів, через радіоканал в базову станцію. Технічний результат полягає у створенні в LTE формату фізичної керуючого каналу висхідної лінії зв'язку (PUCCH), здатного переносити велику кількість бітів. Для цього передбачена передача керуючої інформації висхідної лінії зв'язку у тимчасових слотах в подкадре через радіоканал в базову станцію. Радіоканал виконаний для перенесення керуючої інформації висхідної лінії зв'язку, а кероване обладнання і базова радіостанція містяться у мережі радіозв'язку. Керуюча інформація висхідної лінії зв'язку міститься в блоці бітів. Кероване обладнання відображає блок бітів в послідовність комплексних оцінених символів модуляції і блочно розширює послідовність комплексних оцінених символів модуляції за допомогою символів, розширення дискретного перетворення Фур'є - мультиплексування з ортогональним частотним поділом каналів (DFTS-OFDM). 5 н. і 15 з.п. ф-ли, 23 іл.

Самовиявление rf конфігурації для бездротової системи

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може бути використане в радіочастотної (RF) розподільній системі. В розподільчій системі, що включає безліч компонентів, підключених до процесора за допомогою мережі Ethernet і підключені до розподільної системи антени за допомогою коаксіального кабелю, за допомогою процесора виконується спосіб самовияву впливу конфігурації, в якому наказують першому радіочастотного (RF) компоненту RF розподільної системи надати згенерований модульований сигнал на RF порте, приймають вказівку від другого RF компонента, коли їм за допомогою RF порту виявлено зазначений сигнал від першого RF компонента, причому вказівка вказує, що перший RF компонент і другий RF компонент електрично з'єднані через RF порти. Етапи приписи і прийому повторюють для решти RF компонентів RF розподільної системи. На основі етапів приписи, прийому і повтору визначають RF конфігурацію RF розподільної системи на основі етапів приписи, прийому і повтору і відображають апаратні з'єднання між RF компонентами на пристрої відображення із зазначенням того, існує помилка конфігурації. Технічний результат

Пристрій і спосіб компенсації вузькосмугових завад у цифрових радіосистеми передачі інформації

Винахід відноситься до техніки радіозв'язку і може бути використане для компенсації вузькосмугових завад. Технічний результат - підвищення завадостійкості приймання двійкових цифрових сигналів в результаті компенсації ансамблю вузькосмугових завад, смуга ΔfП кожній з яких і смуга ΔfС корисного сигналу задовольняють умові Δ f П Δ f З < < 1 . Компенсація вузькосмугових сигналів перешкод у суміші, що надходить на вхід приймача корисного сигналу і сигналу перешкод здійснюється шляхом віднімання компенсуючого сигналу перешкод, сформованого в спеціальному каналі приймача в результаті відмінностей частоти і фази несучого коливання корисного сигналу, і несучих коливань сигналів завад. При цьому забезпечується компенсація ансамблю неперекривающихся по спектру вузькосмугових завад, прийнятих спільно з цифровим ФМ сигнал, спектр якого в процесі компенсації не змінюється, що принципово відрізняє пропоноване пристрій від обеляющего фільтра. При цьому передбачається, що при передачі використовується квадратурна фазова модуляція, по одному квадратурному каналу якої передається високошвидкісна інформація, а з іншого квадратурному каналу передається псевдошумової сигн�сть РПШС якого значно менше Р П Ш З Р З < < 1 потужності високошвидкісного інформаційного сигналу РС. Застосування ПШС з великою базою дозволяє зменшити потужність вузькосмугових завад в базу раз в результаті їх руйнування при перемножении з опорним ПШС в каналі синхронізації з несучою. Додаткове зменшення потужності перешкод забезпечується вузькосмугової схемою ФАП у складі схеми синхронізації. 2 н. п. ф-ли, 1 іл.

Спосіб обробки гідроакустичних шумоподібних сигналів фазоманипулированних

Винахід відноситься до галузі гідроакустики і може бути використане для обробки гідроакустичних сигналів в умовах реального каналу поширення. Технічним результатом є підвищення завадостійкості при вирішенні задачі виявлення гідроакустичного сигналу в реальних умовах експлуатації (потужність сигналу багато менше рівня гідроакустичних шумів) при низькій обчислювальної потужності апаратного забезпечення. Згідно способу обробки гідроакустичних шумоподібних фазоманипулированних сигналів приймають сигнал s(t), оцифровують сигнал, отримують кк, попередньо вирівнюють амплітуди y k = s i g n [ y k ] , де s i g n [ x ] = { + 1 п р і x ≥ 0 − 1 п р і x < 0 , виконують зсув в область низьких частот і визначають реальну складову і уявну складову сигналу (fs - середня частота оброблюваного шумоподобного фазоманипулированного сигналу, fd - частота дискретизації системи обробки сигналу, Ns - довжина вікна обробки, повинна дорівнювати цілому числу періодів відліку частоти дискретизації, тобто Ns=n·Ts·fd, де n=1, 2, 3...), для отриманого сигналу y j = A j + i B j ( i = − 1 - уявна одиниця) фільтром нижніх частот пригнічують високочастотні складові, - імпульсна �скретизации з кроком Nд сигналу де Nд - крок дискретизації, рівний відношенню частоти дискретизації fd вихідного сигналу і подвоєної частоти зрізу N д = f d 2 f c p = f d Δ f , після чого частота дискретизації сигналу стає дорівнює fd2=2fср=Δf, вдруге виконують вирівнювання амплітуд сигналу y j д = s i g n [ y j д ] і для отриманого сигналу y j д обчислюють значення кореляційної функції Y j = Σ k = 1 N c p y j д ⋅ m k , де Ncp - тривалість оброблюваного сигналу в відлік частоти дискретизації fd2, mk - опорний сигнал корелятора у знаковій формі, обчислюють порогове значення Υ п про р = n − 2 k n , де n - кількість знаків у модулюючим псевдовипадковою послідовності, k - ціле число, яке визначається заданою ймовірністю помилкових спрацьовувань ρлож (при цьому k≤n і вибирають найбільше число, при якому виконується умова ρ л про ж ≈ 0.5 k Σ j = k n C n i , де C n i - число сполучень i по n : C n i = n ! i ! ( n − i ) ! ) , порівнюють значення кореляційної функції Yj з пороговим значенням Упор, а наявність сигналу визначають при перевищенні значення кореляційної функції порогового значення.
Винахід відноситься до способів розпізнавання радіосигналів і може бути використане в технічних засобах розпізнавання виду і параметрів модуляції радіосигналів. Технічний результат полягає в розробці способу розпізнавання радіосигналів, при якому не вимагається зберігання в пам'яті великих масивів значень векторів ознак еталонних радіосигналів. Попередньо з дискретизированних і квантованих відліків еталонних радіосигналів формують матриці розподілу енергії на основі їх фреймових вейвлет-перетворень. Потім з них, починаючи з другого рядка, формують вектори ознак шляхом порядкового конкатенації всіх вейвлет-коефіцієнтів. Після чого елементи векторів ознак нормують і обчислюють їх параметри. Причому в якості параметрів визначають усереднену величину нормованих амплітудних значень елементів векторів ознак, а рішення приймають за результатами обчислення різниці значень параметрів розпізнаваного радіосигналу і еталонних радіосигналів. Розпізнаваний радіосигнал вважають инцидентним еталонному радіосигналу, модуль різниці параметрів векторів ознак з яким буде мінімальним. 5 іл.

Спосіб багатопараметричного стеження за навігаційними сигналами і приймач супутникової навігації з многопараметрическим пристроєм стеження за слабкими сигналами в умовах надвисокої динаміки об'єкта

Група винаходів відноситься до приймачів сигналів супутникових радіонавігаційних систем GPS і ГЛОНАСС відкритого коду частотного діапазону L1. Технічний результат полягає в забезпеченні надійного стеження за сигналами рівня 30 дБГц без зривів при ривку до 8000 G/c, що відповідає на 9.5 дБ більш високої чутливості в тих же динамічних умовах. Приймач містить радіочастотний перетворювач, N канальний цифровий корелятор, N канальний пристрій цифрової обробки кореляційних відліків з многопараметрическим пристроєм стеження, що містить сдвиговий регістр комплексного вхідного сигналу, ПЗУ значень ортогональних поліномів, сукупність цифрових блоків формування опорного сигналу, блоків формування кореляції вхідного і опорного сигналу в ковзному вікні та інших цифрових блоків та їх зв'язків, у сукупності забезпечують ітераційний процес знаходження максимально правдоподібних оцінок амплітуди, фази, частоти і швидкості зміни частоти сигналу. 2 н. і 3 з.п. ф-ли, 6 іл.

Пристрій бездротового зв'язку і спосіб управління потужністю передачі

Винахід відноситься до радіозв'язку. Технічним результатом є придушення збільшення споживаної потужності терміналу, запобігаючи при цьому зниження точності вимірювання SINR, що викликається помилками ТРС на базовій станції. Термінал управляє потужністю передачі другого сигналу шляхом додавання до зміщення потужності передачі першого сигналу; модуль встановлення зсуву встановлює величину корекції зсуву у відповідь на часовий проміжок у передачі між третім сигналом, переданим в минулий раз, і другим сигналом, що передається в цей раз; і модуль управління потужністю передачі управляє потужністю передачі другого сигналу, використовуючи величину корекції. 2 н. і 18 з.п. ф-ли, 19 іл.

Спосіб придушення бічних пелюсток автокореляційних функцій шумоподібних сигналів

Винахід відноситься до техніки обробки шумоподібних сигналів (ШПС) і може бути використано в радіолокаційних і радіонавігаційних системах, а також в системах зв'язку. Технічний результат - підвищення відношення сигнал-шум за основним піку АКФ на фоні білого шуму при одночасному забезпеченні необхідного придушення бічних пелюсток АКФ ШПС. Для цього в способі здійснюють узгоджену фільтрацію сигналу і формують його вихідну АКФ. Потім реалізують ітераційний процес, що полягає в тому, що на першому итерационном кроці по вихідній АКФ визначають моменти часу і амплітуди найбільш інтенсивних її бічних пелюсток, на основі чого формують тимчасову вагову функцію, яку множать на вихідну АКФ і обчислюють частотний спектр отриманого сигналу, який ділять на квадрат модуля частотного спектру вихідного сигналу. За отриманою частотній характеристиці синтезують коригуючий фільтр, який з'єднують послідовно з вихідним узгодженим фільтром. Якщо при проходженні через це з'єднання вихідного ШПС амплітуди бічних пелюсток АКФ перевищать заданий рівень, то здійснюють наступний ітераційний крок у відповідності з описаними операціями, резу�анію, використовують вихідний сигнал, отриманий на попередньому итерационном кроці. 4 іл.

Радіоприймальний пристрій з ключовим управлінням амплітудою сигналу розмиває

Винахід відноситься до галузі радіотехніки і може бути використане для створення перспективних радіозасобів з програмованою архітектурою з цифровою обробкою сигналів безпосередньо на радіочастоті в умовах дії блокувальних сигналів для забезпечення стійкої радіозв'язку в складній завадовій обстановці. Технічний результат - збільшення динамічного діапазону з блокування при збереженні параметрів по вибірковості радиоприемного пристрою. Для цього в пристрій введені послідовно з'єднані піковий детектор (15), компаратор (13) і ключ (14), вихід якого з'єднаний з другим входом суматора (5), вихід формувача розмиває сигналу (1) підключений до другого входу ключа, крім того, вихід блоку вхідних ланцюгів і преселектора (4) з'єднаний з входом пікового детектора (15). Це дозволяє збільшити максимальний необмежений рівень блокувального сигналу шляхом введення ключового керування амплітудою розмиває сигналу, при якому керуючий сигнал формується на основі пікового детектора, що вимірює максимальне відхилення вхідного сигналу аналого-цифрового перетворювача від нульового рівня. 2 іл.

Спосіб і система для придушення перешкод в мобільному пристрої

Винахід відноситься до телекомунікаційних технологій і може бути використано для придушення небажаних сигналів, тобто електромагнітних перешкод. Спосіб придушення перешкод, що наводяться на основну антену в мобільному пристрої, шляхом компенсації сигналу перешкоди, полягає в тому, що вибирають місце для розміщення допоміжної антени, виконаної з можливістю уловлювання сигналу перешкоди в тій же мірі, що і основна антена, безпосередньо поблизу основної антени, вибирають розмір та тип допоміжної антени такими, щоб різниця в прийомі зовнішніх сигналів основний антеною та допоміжною антеною на робочій частоті не перевищувала 10 дБ, узгодять допоміжну антену на прийом сигналу перешкоди відсутність основного прийому сигналу, при цьому основну антену узгодять з лінією передачі першим трансимпедансним підсилювачем, вихід якого з'єднують з першим входом суматора, допоміжну антену погодять на прийом сигналу перешкоди другим трансимпедансним підсилювачем, вихід якого з'єднують із входом фазообертача, а вихід фазообертача з'єднують з другим входом суматора. Технічний результат - підвищення чутливості прийому, мініатюризація. 2 н. і 1 з.п. ф-�

Приймач, спосіб прийому і програма

Даний винахід відноситься до передачі та прийому даних рухомого зображення. Технічний результат винаходу полягає в зменшенні ємності регістру, зберігає керуючу інформацію. Приймач включає в себе схему демодулирования, виконану з можливістю демодулирования даних і керуючої інформації, прикріпленою до даних, а також схему добування, виконану із можливістю вилучення частини керуючої інформації, при цьому схема демодулирования виконана з можливістю виконувати демодулирование відповідно до витягнутої частиною управляючої інформації. 3 н. і 8 з.п. ф-ли, 10 іл.

Багатоканальне адаптивне радіоприймальний пристрій

Винахід відноситься до галузі радіотехніки, зокрема до багатоканальним адаптивним радіоприймальним систем, і може бути використано в системах радіозв'язку, радіолокації, що функціонують у складній сигнально-завадовій обстановці

Пристрій для перетворення енергії вітру в електрику і бездротового освітлення об'єкта

Винахід відноситься до області електрики і являє собою, зокрема, пристрій для перетворення енергії вітру в електричну енергію

Гіромагнітний кроссумножитель свч

Винахід відноситься до техніки НВЧ і призначене для підвищення ефективності перетворення потужності випромінювань на заданих частотах при просуванні в міліметровий діапазон довжин хвиль і його короткохвильову частину

Детектор свч

Винахід відноситься до радіотехніці СВЧ

Багаторазове аналогове і цифрове перетворення понижувальний

Винахід відноситься до області бездротового зв'язку, і більш конкретно до погодженням частоти прийнятого сигналу несучої в рухомий системі бездротового зв'язку
Up!