Спосіб обробки гідроакустичних шумоподібних сигналів фазоманипулированних

 

Винахід відноситься до галузі гідроакустики, а саме до способів обробки гідроакустичних сигналів в умовах реального каналу поширення, і може застосовуватися в гідроакустичних системах зв'язку, управління та позиціонування. Спосіб обробки може бути використаний для виявлення гідроакустичного шумоподобного фазоманипулированного сигналу відомої форми. Також можливе застосування при організації багатоабонентські системи з поділом каналів шляхом кодування сигналів різними бінарними псевдослучайними послідовностями з одного сімейства.

Відомий спосіб класичної лінійної кореляційної обробки шумоподібних сигналів з метою оцінки їх параметрів [1, 2]. В основі цього способу лежить обчислення скалярного добутку (u, ν) двох сигналів u(t), ν(t), яке також називається кореляцією і свідчить про подібність (схожість) сигналів:

де u(t) - вихідний спостережуваний сигнал в каналі;

ν(t) - опорний сигнал, ідентичний прийнятому.

Потім використовується правило максимуму кореляції:

де k - номер сигналу з безлічі розглянутих сигналів;

j - номер прийнятого мінімуму кореляції означає, зокрема, що з М можливих сигналів з однаковою енергією фактично прийнятим вважається той, який має максимум кореляції з наглядом ν(t). Перевага віддається тому з сигналів, який найбільш подібний спостереження ν(t) у порівнянні з іншими за умови, що в якості критерію схожості прийнята величина кореляції.

Недоліком даного способу є низька завадостійкість в умовах небілого шуму (оскільки даний спосіб не є оптимальним для даних умов), а також те, що спосіб не може бути використаний в асинхронних системах, коли невідомий момент і інтервал випромінювання сигналів.

Відомий спосіб демодуляції сигналів з відносною фазовою модуляцією, описаний в патенті РФ №2271071, 2006 р., МПК H06L 27/22. У даному способі приймають сигнал S(t), фільтрують і вирівнюють його амплітуду, генерують опорний сигнал S0(t), обчислюють кореляційну функцію Y(t). Потім фільтрують результат твори сигналів S0(t) і SЗ(t) в блоці зменшення рівня перешкоди, обумовленої зміною полярності сигналу на виході фільтра низьких частот за час, тобто часу, протягом якого на тривалості елемента сигналу Т формується кореляційна фун�ие Ynпо закінченню елемента сигналу. Обчислюють абсолютне значення різниці |ΔYn| між поточним і попереднім значенням кореляційних функцій Ynі Yn-1,відповідно на n-му і на (n-1)-му тимчасових інтервалах T. Отримане значення модуля різниці порівнюють з попередньо сформованим порогом Yдосіза правилом: якщо виконується нерівність |ΔYn|>Yдосірішення про демодулируемом символі приймають рівним «одиниці», а в разі невиконання нерівності приймають рівним «нуля».

Недоліком способу є відносно низька перешкодозахищеність, обумовлена тим, що рішення про демодулируемом символі приймається шляхом порівняння з попередньо сформованим у відсутності перешкод незмінним порогом Yдосі, який не враховує зміни фази демодулируемого сигналу в результаті впливу перешкоди.

Відомий також спосіб демодуляції сигналів з відносною фазовою модуляцією, описаний в патенті РФ №2454014, 2010 р., МПК H04L 27/00, H04L 13/18, перший варіант. У відомому способі демодуляції сигналів з відносною фазовою модуляцією приймають сигнал S(t), фільтрують і вирівнюють його амплітуду, генерують опорний сигнал S0(t), вираховую�тудою Sc(t) шляхом їх перемноження Y(t)=Sc(t)·S0(t), інтегрують кореляційну функцію Y(t) послідовно на тимчасових інтервалах тривалістю Т і фіксують її значення Ynпо закінченню n-го інтервалу часу Т, де n=1, 2,..., обчислюють модуль різниці |ΔYn| значень кореляційних функцій Ynі Yn-1відповідно на n-му і на (n-1)-му тимчасових інтервалах Т, отримане значення модуля різниці |ΔYn| порівнюють з попередньо заданим граничним значенням Yдосікореляційної функції і при виконанні умови |ΔYn|>Yдосіприсвоюють прийнятим інформаційному елементу значення «одиниці», у іншому випадку - «нуля». Попередньо формують випадкову L-елементну послідовність з рівним числом одиничних і нульових елементів в ній, де L є ціле число, а потім змінюють цю послідовність, для чого прийнятий на n-му часовому інтервалі T демодулированний інформаційний елемент записують першим елементом в L-елементну послідовність, зрушуючи всі її елементи на один біт при збереженні її загальної довжини L, коригують порогове значення кореляційної функції Yдосі, для чого обчислюють кількість «одиниць» в зміненій L-елементної послідппорогового значення кореляційної функції від попередньо заданого його значення Yдосіі розраховують значенняΔYппрордопроршляхом алгебраїчного додавання попередньо заданого порогового значення кореляційної функції Yдосіі обчисленого її відхиленняΔYппрорпна n-му часовому інтервалі Т,ΔYппрордопрор=Yппрор+ΔYппрорп, після чого всі дії по демодуляції сигналу S(t) на наступному (n+1)-му часовому інтервалі Т повторюють з урахуванням відкоригованого значенняΔYппрордопрор.А відхиленняпорогового значення кореляційної функції обчислюють за формулою:

де k(l) - кількість «одиниць» в L-елементної послідовності. Даний спосіб найбільш близький до заявленого і далі іменується як спосіб-прототип.

Недоліками способу-прототипу також є відносно низька завадостійкість (прийом ведеться при відношеннях сигнал/шум більше 6 дБ) і надмірність обчислювальних операцій.

Завданням, на вирішення якої спрямовано заявляється винахід, є підвищення завадостійкості при вирішенні задачі виявлення гідроакустичного сигналу в реальних умовах експлуатації (потужність сигналу багато менше рівня гідроакустичних шумів) при низькій обчислювальної потужності апаратного забезпечення.

Технічний результат досягається тим, що приймають сигнал s(t) з середньою частотою fsі смугою частот Δf, фільтрують і вирівнюють його амплітуду, генерують опорний сигнал s0(t), обчислюють кореляційну функцію Y(t) між опорним сигналом s0(t) і відфільтрованим сигналом з вирівняною амплітудою sc(t) шляхом їх перемноження Y(t)=sc(t)s0(t), інтегрують кореляційну функцію Y(t), згідно винаходу принимаlock">yk=sign[yk],деsign[x]={+1пріx01пріx<0,виконують зсув в область низьких частот і визначають реальну складовуі уявну складову сигналу(fs- середня частота оброблюваного шумоподобного фазоманипулированного сигналу, fd- частота дискретизації системи обробки сигналу, Ns- довжина вікна обробки, повинна дорівнювати цілому числу періодів відліку частоти дискретизації, тобто Ns=n·Ts·fd, де n=1, 2, 3...), для отриманого сигналуyj=Aj+iBj- уявна одиниця) фільтром нижніх частот пригнічують високочастотні складові,- імпульсна характеристика фільтра, Nф- довжина імпульсної характеристики фільтра), проводять операцію децимации частоти дискретизації з кроком Nдсигналуде Nд- крок дискретизації, рівний відношенню частоти дискретизації fdвихідного сигналу і подвоєної частоти зрізуNд=fd2fcp=fdΔf,після чого частота дискретизації сигналу стає дорівнює fd2=2fcp=Δf , вдруге виконують вирівнювання амплітуд сигналуyjд=sign[yjд]і для отриманого сигналуylдобчислюють зЈ�k=1Ncpyjдmk,де Ncp- тривалість оброблюваного сигналу в відлік частоти дискретизації fd2, mk- опорний сигнал корелятора у знаковій формі, обчислюють порогове значенняYппрор=n2kn, де n - кількість знаків у модулюючим псевдовипадковою послідовності, k - ціле число, яке визначається заданою ймовірністю помилкових спрацьовувань ρлож(при цьому k<n і вибирають найбільше число, при якому виконується умоваρлпрож0.5kΣi=knCni, деCni- число сполучень ini)!)з пороговим значенням Yдосіпорівнюють значення кореляційної функції Yj>Yдосівизначають наявність сигналу у разі, якщо значення кореляційної функції перевищує порогове значення.

Заявляється спосіб обробки гідроакустичних шумоподібних фазоманипулированних сигналів включає:

- вирівнювання амплітуд сигналу, результатом якого є дискретний сигнал, що приймає одне з двох значень (1 і -1);

- зсув сигналу в область низьких частот;

- фільтрацію високочастотних складових, починаючи з частоти зрізу fср, яка визначається як половина ширини смуги частот сигналу;

- децимацию частоти дискретизації сигналу інтегральним способом до подвоєного значення граничної частоти fcpдля скорочення кількості обчислювальних операцій по обробці сигналу;

- вторинне вирівнювання амплітуд сигналу, результатом якого є дискретний сигнал, що приймає одне з двох значень (1 і -1);

- знакову кореляційну обробку отриманого сигналу з опорним сигналом;

- порівняння отриманих кореляційних везоманипулированного сигналу, модульованого за методом прямої послідовності з метою виявлення сигналу заданої форми і оцінки його тимчасової затримки (моменту приходу).

При реалізації способу виконується вирівнювання амплітуд прийнятого сигналу, представленого в дискретній формі, що реалізує знакову функцію:

yk=sign[yk],

де уk- це дискретні відліки сигналу,

sign[] - знакова функція:

Операція вирівнювання амплітуд виконується з метою скорочення розрядності цифрових блоків, що виконують фільтрацію, зсув смуги частот сигналу і децимацию частоти дискретизації. У способі-прототипі вирівнювання амплітуд перед фільтрацією відсутня і виконується лише один раз вже після фільтра.

Потім отриманий сигнал зміщується в область низьких частот і представляється у вигляді квадратурної суми:

yj=Aj+iBji=1- уявна одиниця.

Реальна та уявна складові сигналу при цьому обчислюються наступним чином:

де fs- середня частота оброблюваного шумоподобного фазоманипулированного сигналу,

fd- частота дискретизації системи обробки сигналу,

Ns- довжина вікна обробки, повинна дорівнювати цілому числу періодів відліку частоти дискретизації, тобто Ns=n·Ts·fd, де n=1, 2, 3...

Зсув в область низьких частот дозволяє знизити частоту дискретизації сигналу найбільш ефективно. У способі-прототипі зсув в область низьких частот не використовується.

Отриманий сигналyjзміщений в область низьких частот і проходить через фільтр низьких частот:

де hj- імпульсна характеристика фільтра низьких частот,

Nф- довжина імпульсної характеристики фільтра.

Частота зрізу фільтра вибирається рівною половині смуги частот сигналу.

Фільтрація поз 2fcp(ширина смуги частот сигналу) вибирається в якості частоти дискретизації системи після децимации частоти інтегральним способом:

де Nd- крок дискретизації, рівний відношенню частоти дискретизації fdвихідного сигналу і подвоєної частоти зрізу (Nd=fd/2fcp).

Децимация частоти дискретизації також відрізняє заявлений спосіб обробки гідроакустичного складного фазоманипулированного сигналу від способу-прототипу. Операція децимации дозволяє істотно скоротити кількість обчислювальних операцій обчислення кореляції за умови, що смуга частот сигналу багато менше верхньої частоти сигналу.

Над отриманим сигналом повторно виконується операція вирівнювання амплітуд:

Операція вирівнювання амплітуд виконується з метою скорочення розрядності цифрових блоків, що виконують кореляційну обробку. Крім того, знакова кореляційна обробка є більш завадостійку в умовах небілих шумів, до яких також належать і гідроакустичні шуми.

Далі низькочастотний сигнал з пониженою частотою дискретизації проходить знакову корр тривалість оброблюваного сигналу в відлік частоти дискретизації fcp,

mk- опорний сигнал корелятора у знаковій формі.

Далі по заданому порогу Yдосівідбувається визначення наявності сигналу в каналі. Обчислюють порогове значенняYппрор=n2kn, де n - кількість знаків у модулюючим псевдовипадковою послідовності, k - ціле число, яке визначається заданою ймовірністю помилкових спрацьовувань ρлож(при цьому k≤n і вибирають найбільше число, при якому виконується умоваρлпрож0.5kΣi=knCni, деCni- число сполучень in:Cni=n!i!(nk)!),

Описаний цикл обчислень виконується кожен момент часу j, з частотою дискретизації системи, що дозволяє детектувати сигнал у реальному часі.

Відмінними від способу-прототипу ознаками заявляється способу є: 1) попереднє вирівнювання амплітуд сигналу до операції фільтрації; 2) зсув сигналу в область низьких частот; 3) децимация частоти дискретизації сигналу інтегральним способом для скорочення кількості обчислювальних операцій по кореляційній обробці сигналу; 4) спосіб обчислення порогового значення. Наявність відмінних від прототипу ознак дозволяє зробити висновок про відповідність заявляється способу критерію "новизна".

Огляд відомих винаходів показав, що заявлений спосіб володіє новим властивістю, що дозволяє мінімізувати значення ймовірності помилкової тривоги, ефективно боротися з імпульсною завадою і тим самим збільшити завадостійкість обробки гідроакустичних сигналів, за рахунок виконання операцій у запропонованій послідовності. Дана обставина дозволяє зробити висновок про відповідність розробленого способу критерієм "сущесѳо фазоманипулированного сигналу, модульованого за методом прямої послідовності. Середня частота сигналу fs=41666 Гц, ширина смуги частот сигналу, що визначається за рівнем 0.1, дорівнює Δf=10 кГц, нижня межа спектру fн,=36166 Гц, верхня межа спектру fB=46166 Гц, довжина одного символу сигналу задана кількістю періодів середньої частоти сигналу Np=8, тривалість сигналу τ=24,3 мс, модулювальний код з сімейства М-послідовностей довжини 127. Дані умови актуальні для гідроакустичних систем з короткою базою, що працюють в умовах дрібного моря.

На вході приймального пристрою пороговий детектор, що працює на частоті fd=192 кГц (частота сучасних АЦП), який здійснює прийом сигналу. Сигнал в бінарному вигляді, являє собою суміш корисного сигналу і шумовий складової, з виходу детектора, піддається зміщення в область низьких частот (fср=0 Гц, fH=-5 кГц, fB=5 Гц), смуга частот при цьому залишається незмінною. Отриманий сигнал проходить через фільтр низьких частот з частотою зрізу fср=5 кГц, який пригнічує високочастотні складові сигналу (5(f)→0 при f>5 кГц). Потім відбувається скорочення частоти дискретизації вихідного сигналу в ціле число раз Nд, котлучае 192000/10000=19,2 і після округлення Nд=19. Тобто після операції децимации частота дискретизації дорівнює 10,1 кГц, а тривалість сигналу в відлік частоти дискретизації дорівнює 242. Після чого відбувається кореляційна обробка і кожне значення кореляції піддається порівнянні з заданим порогом h=0.45. Дане значення порогу було h визначено за допомогою методів математичної статистики і забезпечує правильне спрацьовування приймального пристрою з вірогідністю не менше 95% для SNR ≥-18 дБ в умовах білого шуму або SNR≥-7 дБ в умовах небілого шуму реального гідроакустичного каналу.

Джерела інформації

1. Valery P. Ipatov, Spread Spectrum and CDMA. Principles and Applications / John Willy & Sons Ltd, 2005 - 398 p.

2. Linnik M. A., Karabanov I. V., Burdinskiy I. N. Threshold Methods of Sonar Pseudonoise Phase-shift Signal Detection / The First Russia and Pacific Conference on Computer Technology and Applications (Russia Pacific Computer 2010) 6-9 September, 2010 Russian Academy of Sciences, Far Eastern Branch. - Владивосток, 2010. - С. 404-408.

Спосіб обробки шумоподібних фазоманипулированних сигналів, заснований на тому, що приймають сигнал s(t) з середньою частотою fsі смугою частот Δf, фільтрують і вирівнюють його амплітуду, генерують опорний сигнал s0(t), обчислюють кореляційну функцію Y(t) між опорним сигналом s0(t) і відфільтрованим сигналом з вирівняною амплітудою s�, що приймають сигнал s(t), оцифровують сигнал, отримують уkпопередньо вирівнюють амплітудиyk=sign[yk],деsign[x]={1пріx<0+1пріx0виконують зсув в область низьких частот і визначають реальну складовуі уявну складову сигналу(fs- середня частота оброблюваного шумоподобного фазоманипулированного сигналу, fd- частота дискретизації системи обробки сигналу, Ns- довжина вікна обробки, повинна дорівнювати цілому числу періодів відліку частоти дискретизації, тобто Ns=n·Ts·fd, де n=1, 2, 3...), для отриманого сигналуyhs>(i=1- уявна одиниця) фільтром нижніх частот пригнічують високочастотні складові,_імпульсна характеристика фільтра, Nф- довжина імпульсної характеристики фільтра), проводять операцію децимации частоти дискретизації з кроком Nдсигналуде Nд_крок дискретизації, рівний відношенню частоти дискретизації fdвихідного сигналу і подвоєної частоти зрізуNд=fd2fcp=fdΔf,після чого частота дискретизації сигналу стає дорівнює fd2=2fср=Δf, вдруге виконують вирівнювання амплітуд сигналуyjд=sign[yjд]і для отриманого сигналуYj=Σk=1Ncpyjдmk,де Nср_тривалість оброблюваного сигналу в відлік частоти дискретизації fd2, mk- опорний сигнал корелятора у знаковій формі, обчислюють порогове значенняΥппрор=n2kn, де n - кількість знаків у модулюючим псевдовипадковою послідовності, k - ціле число,яке визначається заданою ймовірністю помилкових спрацьовувань ρлож(при цьому k<n і вибирають найбільше число, при якому виконується умоваρлпрож0.5kΣi=knCni, деCni!i!(ni)!),з пороговим значенням Yдосіпорівнюють значення кореляційної функції Yj>Yдосівизначають наявність сигналу у разі, якщо значення кореляційної функції перевищує порогове значення.



 

Схожі патенти:
Винахід відноситься до способів розпізнавання радіосигналів і може бути використане в технічних засобах розпізнавання виду і параметрів модуляції радіосигналів. Технічний результат полягає в розробці способу розпізнавання радіосигналів, при якому не вимагається зберігання в пам'яті великих масивів значень векторів ознак еталонних радіосигналів. Попередньо з дискретизированних і квантованих відліків еталонних радіосигналів формують матриці розподілу енергії на основі їх фреймових вейвлет-перетворень. Потім з них, починаючи з другого рядка, формують вектори ознак шляхом порядкового конкатенації всіх вейвлет-коефіцієнтів. Після чого елементи векторів ознак нормують і обчислюють їх параметри. Причому в якості параметрів визначають усереднену величину нормованих амплітудних значень елементів векторів ознак, а рішення приймають за результатами обчислення різниці значень параметрів розпізнаваного радіосигналу і еталонних радіосигналів. Розпізнаваний радіосигнал вважають инцидентним еталонному радіосигналу, модуль різниці параметрів векторів ознак з яким буде мінімальним. 5 іл.

Спосіб багатопараметричного стеження за навігаційними сигналами і приймач супутникової навігації з многопараметрическим пристроєм стеження за слабкими сигналами в умовах надвисокої динаміки об'єкта

Група винаходів відноситься до приймачів сигналів супутникових радіонавігаційних систем GPS і ГЛОНАСС відкритого коду частотного діапазону L1. Технічний результат полягає в забезпеченні надійного стеження за сигналами рівня 30 дБГц без зривів при ривку до 8000 G/c, що відповідає на 9.5 дБ більш високої чутливості в тих же динамічних умовах. Приймач містить радіочастотний перетворювач, N канальний цифровий корелятор, N канальний пристрій цифрової обробки кореляційних відліків з многопараметрическим пристроєм стеження, що містить сдвиговий регістр комплексного вхідного сигналу, ПЗУ значень ортогональних поліномів, сукупність цифрових блоків формування опорного сигналу, блоків формування кореляції вхідного і опорного сигналу в ковзному вікні та інших цифрових блоків та їх зв'язків, у сукупності забезпечують ітераційний процес знаходження максимально правдоподібних оцінок амплітуди, фази, частоти і швидкості зміни частоти сигналу. 2 н. і 3 з.п. ф-ли, 6 іл.

Пристрій бездротового зв'язку і спосіб управління потужністю передачі

Винахід відноситься до радіозв'язку. Технічним результатом є придушення збільшення споживаної потужності терміналу, запобігаючи при цьому зниження точності вимірювання SINR, що викликається помилками ТРС на базовій станції. Термінал управляє потужністю передачі другого сигналу шляхом додавання до зміщення потужності передачі першого сигналу; модуль встановлення зсуву встановлює величину корекції зсуву у відповідь на часовий проміжок у передачі між третім сигналом, переданим в минулий раз, і другим сигналом, що передається в цей раз; і модуль управління потужністю передачі управляє потужністю передачі другого сигналу, використовуючи величину корекції. 2 н. і 18 з.п. ф-ли, 19 іл.

Спосіб придушення бічних пелюсток автокореляційних функцій шумоподібних сигналів

Винахід відноситься до техніки обробки шумоподібних сигналів (ШПС) і може бути використано в радіолокаційних і радіонавігаційних системах, а також в системах зв'язку. Технічний результат - підвищення відношення сигнал-шум за основним піку АКФ на фоні білого шуму при одночасному забезпеченні необхідного придушення бічних пелюсток АКФ ШПС. Для цього в способі здійснюють узгоджену фільтрацію сигналу і формують його вихідну АКФ. Потім реалізують ітераційний процес, що полягає в тому, що на першому итерационном кроці по вихідній АКФ визначають моменти часу і амплітуди найбільш інтенсивних її бічних пелюсток, на основі чого формують тимчасову вагову функцію, яку множать на вихідну АКФ і обчислюють частотний спектр отриманого сигналу, який ділять на квадрат модуля частотного спектру вихідного сигналу. За отриманою частотній характеристиці синтезують коригуючий фільтр, який з'єднують послідовно з вихідним узгодженим фільтром. Якщо при проходженні через це з'єднання вихідного ШПС амплітуди бічних пелюсток АКФ перевищать заданий рівень, то здійснюють наступний ітераційний крок у відповідності з описаними операціями, резу�анію, використовують вихідний сигнал, отриманий на попередньому итерационном кроці. 4 іл.

Радіоприймальний пристрій з ключовим управлінням амплітудою сигналу розмиває

Винахід відноситься до галузі радіотехніки і може бути використане для створення перспективних радіозасобів з програмованою архітектурою з цифровою обробкою сигналів безпосередньо на радіочастоті в умовах дії блокувальних сигналів для забезпечення стійкої радіозв'язку в складній завадовій обстановці. Технічний результат - збільшення динамічного діапазону з блокування при збереженні параметрів по вибірковості радиоприемного пристрою. Для цього в пристрій введені послідовно з'єднані піковий детектор (15), компаратор (13) і ключ (14), вихід якого з'єднаний з другим входом суматора (5), вихід формувача розмиває сигналу (1) підключений до другого входу ключа, крім того, вихід блоку вхідних ланцюгів і преселектора (4) з'єднаний з входом пікового детектора (15). Це дозволяє збільшити максимальний необмежений рівень блокувального сигналу шляхом введення ключового керування амплітудою розмиває сигналу, при якому керуючий сигнал формується на основі пікового детектора, що вимірює максимальне відхилення вхідного сигналу аналого-цифрового перетворювача від нульового рівня. 2 іл.

Спосіб і система для придушення перешкод в мобільному пристрої

Винахід відноситься до телекомунікаційних технологій і може бути використано для придушення небажаних сигналів, тобто електромагнітних перешкод. Спосіб придушення перешкод, що наводяться на основну антену в мобільному пристрої, шляхом компенсації сигналу перешкоди, полягає в тому, що вибирають місце для розміщення допоміжної антени, виконаної з можливістю уловлювання сигналу перешкоди в тій же мірі, що і основна антена, безпосередньо поблизу основної антени, вибирають розмір та тип допоміжної антени такими, щоб різниця в прийомі зовнішніх сигналів основний антеною та допоміжною антеною на робочій частоті не перевищувала 10 дБ, узгодять допоміжну антену на прийом сигналу перешкоди відсутність основного прийому сигналу, при цьому основну антену узгодять з лінією передачі першим трансимпедансним підсилювачем, вихід якого з'єднують з першим входом суматора, допоміжну антену погодять на прийом сигналу перешкоди другим трансимпедансним підсилювачем, вихід якого з'єднують із входом фазообертача, а вихід фазообертача з'єднують з другим входом суматора. Технічний результат - підвищення чутливості прийому, мініатюризація. 2 н. і 1 з.п. ф-�

Передачі синхронізації в системі бездротового зв'язку

Винахід відноситься до техніки зв'язку і може бути використано для підтримки пошуку стільники в системі бездротового зв'язку. Пристрій для підтримки пошуку стільники містить процесор, виконаний з можливістю відправляти передачу основної синхронізації в першому місцезнаходження кадру, при цьому перше місце розташування є неперекривающимся щонайменше з одним іншим місцем розташування, використовуваним принаймні однієї іншої передачі основної синхронізації, відправленої, щонайменше, за допомогою однієї сусідньої стільники, і відправляти передачу додаткової синхронізації у другому місцезнаходження кадру, і запам'ятовуючий пристрій, сполучений з процесором, при цьому передачі основної і додаткової синхронізації формуються на основі однієї з декількох довжин циклічного префікса. Технічний результат - зменшення часу пошуку і зменшення ймовірності помилкового виявлення. 2 н. і 5 з.п. ф-ли, 15 іл., 2 табл.

Спосіб оптимізації роботи модему

Використання: в області передачі інформації. Технічний результат полягає в підвищенні достовірності та швидкості передачі інформації. Згідно способу підключають послідовно в телефонну лінію перший модем, першу автоматичну телефонну станцію (АТС), другу АТС і другий модем, подають з першого на другий модем тестовий сигнал з відомими характеристиками, при цьому регулюють величину постійного струму в телефонній лінії між першим модемом і першої АТС, аналізують на стороні другого модему рівень спотворень сигналу і видають у перший модем інформацію про значення струму, при якому сигнал у другому модемі має мінімум спотворень, передають інформацію з першого на другий модем при вказаному значенні струму, аналогічну налаштування виробляють при передачі інформації з другого на перший модем. 2 іл.

Спосіб передачі інформації сверхширокополосним імпульсним сигналом

Винахід відноситься до галузі електрозв'язку, а саме до цифрового радіозв'язку , і може бути використане для створення сверхширокополосного імпульсного передавача. Спосіб передачі інформації сверхширокополосним імпульсним сигналом полягає в тому, що використовують значну частину сантиметрового діапазону частот від 3,5 до 10,5 ГГц, використовують ключ як формує схеми передавача на основі дрейфових діодів із різким відновленням, дозволяє сформувати короткий імпульс, виключають спектральні складові сигналу за межами смуги від 3,5 до 10,5 ГГц, узгодять періодичний інформаційний потік з квазіперіодичним режимом передачі, застосовують імпульси, отримані шляхом проходження короткого імпульсу через смуговий фільтр, погоджують передачу імпульсів на тимчасових позиціях з квазіперіодичним режимом передачі, інформаційну модуляцію здійснюють з допомогою тимчасового зсуву імпульсу на час, рівне 1 8 f н , де fн - нижня частота зрізу формуючого фільтра передавача. Технічний результат - забезпечення високої швидкості передачі інформаційних посилок в умовах відсутності міжсимвольної інтерференції при передачі інформації сверхширокополосним импу

Багатоканальний приймач з кодовим розділенням каналів для прийому квадратурно-модульованих сигналів підвищеної структурної скритності

Винахід відноситься до галузі радіозв'язку. Технічний результат винаходу полягає в забезпеченні надійного прийому квадратурно-модульованих сигналів підвищеної структурної скритності. Пристрій містить K каналів виділення інформації, два фазообертача на π/2, керований генератор, два керуючих елемент, фільтр фазової помилки, шість перетворювачів частоти, шість широкосмугових фільтрів нижніх частот, чотири аналого-цифрового перетворювача, опорний генератор, два квадратурних корелятора ланцюга стеження за частотою, сім помножувачів, чотири суматора, два фільтра проміжної частоти, три інтегратора, узгоджений фільтр, п'ять електронних ключів, три квадратора, два порогових пристрою, керований тактовий генератор, фільтр помилки по затримці, два квадратурних корелятора ланцюга стеження за тактовою частотою, п'ять суматорів по модулю два, генератор канальних ортогональних кодових послідовностей, генератор маскуючої ортогональною кодової послідовності, всі блоки з'єднані між собою відповідними зв'язками. 3 з.п. ф-ли, 6 іл.
Up!