Спосіб вимірювання кута тангажа літального апарату та радіонавігаційна система для його реалізації

 

Винахід відноситься до радіонавігації і може використовуватися в пілотажно-навігаційних системах орієнтації літального апарату (ЛА) при заході на посадку за приладами.

Відомі способи та пристрої вимірювання кута тангажа ЛА засновані на використанні інерціальних систем навігації, зокрема гіроскопічних систем орієнтації [1-4]. Таким способам вимірювання і пристроїв їх реалізує притаманний ряд недоліків. По-перше, з плином часу відбувається постійне накопичення помилки вимірювань і за годину польоту вона становить величину одиниці градусів [2, 3]. По-друге, якщо ЛА розвиває значні перевантаження, то відбувається збільшення власної швидкості прецесії гіроскопа, що в ряді випадків може привести до повної втрати його працездатності [2].

Оскільки відомі способи вимірювання кута тангажа ЛА і пристрої для їх реалізують засновані на іншому фізичному принципі, порівняно з заявляється, то вони не можуть розглядатися в якості аналогів, так як не мають спільних ознак.

Сутність заявляється способу вимірювання кута тангажа ЛА полягає в наступному.

З точки з відомими координатами випромінюють горизонтально лінійно-поляризовані електромагнітна� />Eяких збігається з горизонтальною площиною (площиною горизонту) і збігається також з додатним напрямком осі ОХ, що лежить у цій площині, і спільно з віссю OY, перпендикулярною до горизонтальної площини, утворюють нерухому прямокутну систему координат YOX.

На борту ЛА приймальна антена, вісь симетрії діаграми спрямованості якої перпендикулярна напрямку руху ЛА, здійснює бічній прийом електромагнітних хвиль в круговому ортогональному синфазном поляризационном базисі, де відбувається поділ (розкладання) прийнятих електромагнітних хвиль на дві ортогонально-поляризованих по колу складові лівогоELі правогоERнапрямків обертання вектора напруженості електричного поляEВстановимо зв'язок між різницею фаз ΔφLRортогонально-поляризованих по колу хвиль лівогоELі правогоERнапрямків обертання складових вектора електричного поляEі кутом тангажа ξ ЛА.

Для встановлення цього зв'язку скористаємося відомим [5-7] формалізмом векторів і матриць Джонса.

Оскільки прийом електромагнітних хвиль на борту ЛА проводиться у власному круговому поляризационном базисі, де відбувається поділ прийнятих електромагнітних хвиль на дві хвилі кругової поляризації з протилежним напрямком обертання, наведемо для наочності випромінену горизонтально лінійно-поляризовану електромагнітну хвилю в лінійному ортогональному поляризационном базисі, поодинокихey]якого збігаються відповідно з осями ОХ і OY нерухомої декартової прямокутної системи координат YOX, у вигляді суми таких хвиль. Тоді отримаємо:

E=[ExEy]ejϖt=[Emx2ejϖtEmx2ej(ϖt-π2)]+[Emx2ejϖtEmx2ej,(1)

деEx,Ey- комплексні амплітуди двох проекцій електричного поляEна осі декартової прямокутної системи координат YOX,

ω - кругова частота,

t - час.

Аналізуючи (1), бачимо, що перша група складових являє собою електромагнітну хвилю, поляризовану по колу з лівим напрямком обертанняELвектора електричного поля, в той час як друга група складових являє хвилю, поляризовану по колу з правимERнапрямом обертання вектора електричного поля. При цьому необхідно відзначити, що спрямований�на її поширення. Підставляючи в (1) t=0 іEmx=1, а також використовуючи формалізм векторів Джонса [5-7], отримаємо вираз для вектора ДжонсаEвипромінюваних електромагнітних хвиль у лінійному ортогональному поляризационном базисі у вигляді:

E=[10]=12{[1-j]+[1j]}.(2)

Тоді вектор Джонса прийнятої горизонтально лінійно-поляризованої електромагнітної хвилі (2), заданої своїми проекціями в лінійному поляризационном базисі сумою двох хвиль, поляризованих по колу з протилежним напрямком обертання вектора електричного поля,�ой синфазно ортогональний поляризаційний базис, на вході приймача у вигляді:

ERL=[ELER]=12[1j1-j][cosξ±sinξsinξcosξ]E,(3)

деE=12{[1-j]+[1j]}випромінюваних горизонтально лінійно-поляризованих електромагнітних хвиль, заданий своїми проекціями в лінійному ортогональному поляризационном базисі у вигляді суми двох хвиль, поляризованих по колу з протилежним напрямком обертанняELіER,

[cosξ±sinξsincosξ]- оператор повороту на довільний кут тангажаξ,

-ξ відповідає негативному кута тангажа ЛА, коли поздовжня вісь знаходиться нижче горизонтальної площини (площини горизонту),

+ξ відповідає позитивному кута тангажа ЛА, коли поздовжня вісь знаходиться вище горизонтальної площини (площини гориd>-j]- оператор переходу з лінійного поляризаційного базису в круговій синфазно поляризаційний базис, в якому базисні одиничні вектори відповідають хвилям з лівої і правої круговими поляризациями, електричні вектори яких в момент часу t=0 збігаються з напрямком вектора напруженості електричного поляE.

Після перетворень отримаємо аналітичні вирази для ортогонально-поляризованих по колу складових лівогоELі правогоERнапрямків обертання вектора електричного поляEна вході приймача у вигляді:

EL=122[[cosξ±sinξsinξcosξ][1-j],(4)

ER=122[1j1-j][cosξ±sinξsinξcosξ][1j].(5)

Підставляючи в (4) і (5) значення-ξ, отримаємо відповідно вирази дляELі

EL=12(cosξ-jsinξ),(6)

ER=12(cosξ+jsinξ).(7)

Використовуючи відомі співвідношення [7], амплітуди ALі ARортогонально-поляризованих по колу складових лівогоELі правогоERвиправлень обертання, а також їх фази φLі φRна вході приймача мають вигляд:

AL=12,(8)sinξcosξ,(9)

AR=12,(10)

ϕR=arctgsinξcosξ,(11)

а їх різниця фаз ΔφLRпісля перетворень має вигляд:

ΔϕLR=ϕL-ϕR=-2ξ,(12)

звідки випливає, що

ξ=-ΔϕLR2.(13)

З аналізу (8) і (10) випливає, що амплітуди ALі ARз width="6" />іERна вході приймача рівні між собою AL=ARі не залежать від кута тангажа ξ ЛА. В той же час аналізу (12) видно, що наявність фазового зсуву ΔφLRміж ортогонально-поляризованими по колу складовими лівогоELі правогоERнапрямків обертання обумовлено кутом тангажа ξ ЛА.

Аналогічно, підставляючи в (4) і (5) значення +ξ, отримаємо вирази дляELіERна вході приймача у вигляді:

EL=12(cosξ+jsinξ),(14)>mi>R=12(cosξ-jsinξ).(15)

Відповідно амплітуди ALі AR, а також фази φLі φRскладовихELіERна вході приймача мають вигляд:

AL=12,(16)

ϕL=arctgsinξcosξ,(17)

AR=12,(18)sinξcosξ,(19)

а їх різниця фаз ΔφLRмає вигляд:

ΔϕLR=ϕL-ϕR=2ξ,(20)

звідки випливає, що

ξ=-ΔϕLR2.(21)

З аналізу (6) і (18) випливає, що амплітуди ALі ARскладовихELіERдля позитивних кутів тангажа +ξ також рівні між собою AL=ARі не залежать від кута тангажа ξ ЛА. В той же час різниця фаз ΔφLR(20) визначається кутом тангажа ξ ЛА. Порівнюючи (13) і (21), остаточно маємо ви>�ад]=±ΔϕLR2[ррад],(22)

де «+» відповідає позитивному кута тангажа ξ, коли поздовжня вісь ЛА знаходиться вище горизонтальної площини,

«-» відповідає негативному кута тангажа ξ, коли поздовжня вісь ЛА знаходиться нижче горизонтальної площини,

ΔφLRLR- різниця фаз між ортогонально-поляризованими по колу складовимиELіER.

Проводячи порівняльний аналіз (12) і (20), бачимо, що при появі кута тангажа ЛА виникає одночасно фазовий зсув ΔφLRміж ортогонально-поляризованими по колу складовими лівогоELі правогоEприйнятих на борту ЛА електромагнітних хвиль або, інакше кажучи, одночасно змінюється орієнтація площини поляризації прийнятих електромагнітних хвиль. Останнє обумовлює фізичну основу визначення кута тангажа ЛА виміряної на виході приймача різниці фаз ΔφLRміж ортогонально-поляризованими по колу складовимиELіER.

Використання заявленим сукупності ознак для вимірювання кута тангажа ЛА у відомих рішеннях автором не виявлено.

На фіг.1 представлена структурна електрична схема радіонавігаційної системи, що реалізує запропонований спосіб вимірювання кута тангажа ЛА.

Радіонавігаційна система містить передавач 1 і передавальну антену 2, розташовані в точці з відомими координатами. На борту ЛА радіонавігаційна система�ой 4, лінійний поляризаційний роздільник 5, фазовий кутовий дискримінатор 6 і індикатор 7.

На фіг.2 представлена структурна електрична схема фазового кутового дискримінатора 6, що включає в себе перший і другий змішувачі частоти 8 і 12, перший підсилювач проміжної частоти (РЕЧНИКА) з обмеженням по амплітуді 9, гетеродин 10, фазер на 90° 13, другий підсилювач проміжної частоти (РЕЧНИКА) з обмеженням по амплітуді 14 і фазовий детектор 11.

Радіонавігаційна система працює наступним чином.

Передавач 1 через передавальну антену 2 з горизонтальною власної поляризацією випромінює в напрямку ЛА горизонтально лінійно-поляризовані електромагнітні хвилі, вектор напруженості електричного поляEяких збігається з горизонтальною площиною (площиною горизонту) і заданий своїми проекціями в лінійному ортогональному поляризационном базисі сумою двох хвиль, ортогонально-поляризованих по колу, у вигляді (2). При цьому одиничні орти (вектори)[ex,ey

На борту ЛА приймальна антена 3, вісь симетрії діаграми спрямованості якої перпендикулярна напрямку руху ЛА, приймає електромагнітні хвилі, вектор Джонса яких має вигляд (2), після чого сигнал надходить на послідовно з'єднані секцію круглого хвилеводу з вбудованою всередину четвертьволновой фазової пластиною 4 і лінійний поляризаційний роздільник 5, виконаний у вигляді переходу з круглого хвилеводу на два ортогонально розташованих по відношенню один до одного прямокутних хвилеводів, орти власної системи координат якого збігаються з осями плечей прямокутних хвилеводів і збігаються також з вертикальною і поздовжньої осями ЛА відповідно. Причому четвертьволновая фазова пластина орієнтована під кутом θ=-45° до однієї з стінок прямокутного хвилеводу лінійного поляризаційного роздільника 5. Поєднання секції круглого хвилеводу з вбудованою всередину четвертьволновой фазової пластиною 4 і лінійного поляризаційного роздільника 5 дозволяє, як відомо [7, 8], здійснити на борту ЛА прийом електромагнітних хвиль в круговому поляризационном базисі і, таким чином, розділити надходять на вхід електромагнітні хвилі, вектор Джонса яких задано в�rue">ELі правогоERнапрямків обертання вектора електричного поляEі перетворити їх на виходах лінійного поляризаційного роздільника 5 з боку ортогонально розташованих прямокутних хвилеводів ортогонально лінійно-поляризовані сигналиExіEyвідповідно. У цьому випадку сигнали на виходах плечей лінійного поляризаційного роздільника 5 визначаються за допомогою перетворень виду:

Ex=[1000][cosθsinθ100j][cosθ-sinθsinθcosθ][cosξ±sinξsinξcosξ]E,(23)

Ey=[0001][cosθsinθ-sinθcosθ][100j][cosθ-sow>[cosξ±sinξsinξcosξ]E,(24)

деE=12{[1-j]+[1j]}- вектор ДжонсаEвипромінюваних горизонтально лінійно-поляризованих електромагнітних хвиль, заданий своїми проекціями в лінійному ортогональному поляризационном базисі[ex,ey]у вигляді суми двох волнtrue">ELі правогоERнапрямків обертання,

[cosξ±sinξsinξcosξ]- оператор повороту на довільний кут тангажаξ,

[cosθ-sinθsinθcosθ]- оператор прямого переходу з опорної нерухомої прямокутної системи координат YOX, в якому записаний вектор ДжонсаEвипромінюваних горизонтально лінійно-поляризованих електромагнітних хвиль у власну систему коорди�ни),

[100j]- оператор Джонса четвертьволновой фазової пластини, записаний у власній системі координат, в якій він має діагональний вигляд,

[cosθsinθ-sinθcosθ]- оператор зворотного переходу з власної системи координат четвертьволновой фазової пластини λ/4 опорну нерухому прямокутну систему координат YOX, в якій представлений вектор ДжонсаEвипромінюваних електромагнітних хвиль,

[1000]- оператор першого плеча лінійного поляризаційного роздільника, власний орт якого збігається з поздовжньою віссю ЛА,

]- оператор другого плеча лінійного поляризаційного роздільника, власний орт якого збігається з вертикальною віссю ЛА.

Підставляючи в (23) і (24) значення-ξ і θ=-45° і виконавши необхідні матричні перетворення, отримаємо аналітичні вирази для ортогонально лінійно-поляризованих сигналівExіEyна виходах лінійного поляризаційного роздільника 5 види:

Ex=12{(cosξ+sinξ)+j(cosξ-sinξ)},(25)

Ey=12{-(ξ)}.(26)

Доречно пояснити суть отриманих виразів (25) і (26). Для цього звернемося до співвідношення (2), з якого випливає, що вектор ДжонсаEвипромінюваних горизонтально лінійно-поляризованих електромагнітних хвиль, представлений своїми проекціями в лінійному ортогональному поляризационном базисі у вигляді суми двох хвиль, ортогонально поляризованих по колу з лівимELі правимERнапрямками обертання вектора електричного поля, приймається на борту ЛА приймальною антеною 2 і надходить на вхід секції круглого хвилеводу з вбудованою всередину четвертьволновой фазової пластиною. При проходженні цієї секції ортогонально-поляризованих по колу електромагнітні хвиліERна виході секції перетворюються, як відомо [7, 8], в ортогонально лінійно-поляризовані хвиліExіEyз горизонтальною і вертикальною поляризациями відповідно і мають, з урахуванням (23) і (24), у векторній формі вигляд:

Ex=12[(cosξ+sinξ)+j(cosξ-sinξ)0],(27)

Ey=12[+j(cosξ-sinξ)].(28)

Таким чином, на виходах лінійного поляризаційного роздільника 5 формуються ортогонально лінійно-поляризовані сигнали, що мають вигляд (25) і (26). Причому, як відомо [7, 8], амплітуди Axі Ay, а також фази φxі φyцих ортогонально лінійно-поляризованих складовихExіEyбудуть характеризувати собою амплітуди ALі AR, а також фази φLі φRортогонально-поляризованих по колу складовихELіERсоответстве�>і φyортогонально лінійно-поляризованих сигналівExіEyна виході лінійного поляризаційного роздільника 5:

Ax=22,(29)

ϕx=45-ξ,(30)

Ay=22,(31)

ϕy=-(45-ξ),(32)

а їх різниця фаз:

Δϕxy(33)

або з урахуванням введення в приймальний каналEyпостійного фазового зсуву на 90° остаточно маємо

ξ=-Δϕxy2.(34)

З аналізу (29) і (31) випливає, що амплітуди Axі Ayортогонально лінійно-поляризованих складовихExіEyна виходах лінійного поляризаційного роздільника 5 постійні і рівні між собою Ax=Ayі не залежать від кута тангажа ξ ЛА. У той же час, як випливає з (33), різниця фаз Δφxyміж сигналамиExіE

Підставляючи в (23) і (24) значення +ξ і θ=-45°, отримаємо вирази для ортогонально лінійно-поляризованих сигналівExіEyна виходах лінійного поляризаційного роздільника 5 у вигляді:

Ex=12[(cosξ-sinξ)+j(cosξ+sinξ)],(35)

Ey=12[-(cosξ-sinξ)+j(cosξ+sinξ)].(36)

Відповідно амплітуди Axі Ay="true">ExіEyна виходах лінійного поляризаційного роздільника 5 мають вигляд:

Ax=22,(37)

ϕx=45+ξ,(38)

Ay=22,(39)

ϕy=-(45+ξ),(40)

а їх різниця фаз:

Δϕxy=ϕx-ϕy=90+2< з урахуванням постійного фазового зсуву на 90° в приймальному каналіEyостаточно отримаємо:

ξ=Δϕxy2.(42)

З аналізу (37) і (39) випливає, що амплітуди Axі Ayортогонально лінійно-поляризованих сигналівExіEyна виходах лінійного поляризаційного роздільника 5 для позитивних кутів тангажа +ξ так само як і для негативних-ξ, співвідношення (29) і (31), рівні між собою і не залежать від кута тангажа ξ ЛА. В той же час різниця фаз Δφxy(41) визначається тільки кутом тангажа ξ ЛА. Порівнюючи (34) і (42), остаточно отримаємо вираз для визначення кута тангажа ξ ЛА у вигляді:

ξ[ррад]=±Δϕxy2)

де +ξ відповідає позитивному кута тангажа ЛА, коли поздовжня вісь ЛА знаходиться вище горизонтальної площини, [град],

-ξ відповідає негативному кута тангажа ЛА, коли поздовжня вісь ЛА знаходиться нижче горизонтальної площини, [град],

Δφxyxy- різниця фаз між ортогонально лінійно-поляризованими сигналамиExіEyна виході лінійного поляризаційного роздільника, [град].

З виходів плечей лінійного поляризаційного роздільника 5 сигналиExіEyнадходять на входи фазового кутового дискримінатора 6 (див. фіг.2), тобто надходять відповідно на перші входи змішувачів 8 і 12, а на їх другі входи надходить сигнал з виходу гетеродина 10. Після чого сигналEyз виходу другого змішувача частоти через 12 фазозсувну ланцюг на 90° 13 надходить на вхід другого РЕЧНИКА з обмеженням по амплітуді 14. У РЕЧНИКА 9 і 14, які мають ідентичні амплітудно-фазочастотние характеристики, здійснюється підсилення сигналів проміжної частоти, а також проводиться їх нормування за рахунок амплітудного обмеження усиливаемих сигналів проміжної частоти з порогом обмеження U0. Потім вихідний сигнал РЕЧНИКА 9 надходить на перший вхід фазового детектора 11, а вихідний сигнал РЕЧНИКА 14 надходить на другий вхід фазового детектора 11. На виході фазового детектора 11 формується сигнал, пропорційний синуса різниці фаз Δφxyxyвхідних сигналів, і має вигляд:

S(ξ)=U0sin(ϕx-ϕy),(44)

або з урахуванням (43) має вигляд:

S(ξ)t>(45)

де U0=const.

З виходу фазового детектора 11 сигнал надходить на вхід індикатора 7 (див. фіг.1), шкала якого проградуйована з урахуванням (45) в градусах кута тангажа ξ ЛА.

У 3-см діапазоні хвиль заявляється радіонавігаційна система вимірювання кута тангажа ЛА може бути виконана наступним чином.

В якості передавача 1 може використовуватися, наприклад, стандартний генератор високочастотних коливань типу ГЧ-83.

Як передавальної антени 2 може бути використана слабонаправленная в горизонтальній площині рупорна антена [9] з горизонтальною власної поляризацією.

Приймальна антена 3 може бути виконана у вигляді слабонаправленного в горизонтальній і вертикальній площинах симетричного круглого рупора [10].

Лінійний поляризаційний роздільник 5 виконаний у вигляді круглого перерізу хвилеводу з переходом на два ортогонально розташованих прямокутного перерізу хвилеводу [7].

Фазовий кутовий дискримінатор може бути виконаний за відомою схемою [11] фазофазовой моноимпульсной системи.

Індикатор 7 може бути виконаний у вигляді стрілочного приладу, шкала якого прокалиб� ЛА, заснованими на використанні гіроскопічних систем орієнтації, що заявляються спосіб та радіонавігаційна система вимірювання кута тангажа ЛА дозволяють виключити постійне накопичення з часом помилки вимірювання.

Джерела інформації, використані при складанні опису винаходу

1. Александров А.С., Арно Р.Н. та ін. Сучасний стан і тенденції розвитку зарубіжних засобів і систем навігації рухомих об'єктів військового та цивільного призначення. - Санкт-Петербург, 1994. - 119 с.

2. Пельпор Д.С., Ягодкіна В.В. Гіроскопічні системи. - М., Вища школа, 1977. - 216 с.

3. Агаджапов П.А., Воробйов В.Г. та ін Автоматизація літаководіння та управління повітряним рухом. - М: Транспорт, 1980. - 357 с.

4. Ярликів М.С. Статистична теорія радіонавігації. - М: Радіо і зв'язок, 1985. - 344 с.

5. Корнблит С. СВЧ-оптика. Пер. з англ. Під ред. Фролова О.П. - М.: Зв'язок, 1980. - 360 с.

6. Аззам Р., Башара П. Эллипсометрия і поляризоване світло. - М: Світ, 1981. - 588 с.

7. Канарейкин Д.Б., Потєхін В.А. Поляризація радіолокаційних сигналів. - М.: «Радянське радіо», 1966. - 440 с.

8. Канарейкин Д.Б., Потєхін В.А., Шишкін Н.Ф. Морська поляриметрія. - Л.: Суднобудування, 1968. - 327 с.

9. Драбкин А.Л. та ін Антенно-фидерни�ройств. - М.: «Енергія», 1966.

11. Леонов А.І., Фомічов К.І. Моноимпульсная радіолокація. - М: Радіо і зв'язок, 1984. - 312 с.

1. Спосіб вимірювання кута тангажа літального апарату при його русі в відомому напрямку, що відрізняється тим, що з точки з відомими координатами випромінюють горизонтально лінійно-поляризовані електромагнітні хвилі, вектор напруженості електричного поляEяких збігається з горизонтальною площиною, на борту літального апарату приймальна антена, вісь симетрії якого перпендикулярна напрямку руху літального апарату, приймає електромагнітні хвилі у власному синфазном круговому поляризационном базисі, одиничні орти якого відповідають хвилям з лівої і правої круговими поляризациями, електричні вектори яких в момент часу t=0 збігаються з напрямком вектора напруженості електричного поляEрозділяють прийняті електромагнітні хвилі на дві ортогонально-поляризованих по колу складові лівогоERнапрямків обертання вектора напруженості електричного поляE, вимірюють різницю фаз між ними ΔφLR, розраховують кут тангажа ξ між поздовжньою віссю літального апарату і горизонтальною площиною за формулою:
ξ[ррад]=±ΔϕLR2[ррад],
де ΔφLRLR- різниця фаз між ортогонально-поляризованими по колу складовими лівогоELі правогоERнапрямків обертання (в градусах),
+ξ - позитивний кут тангажа, коли поздовжня вісь літального апарату знаходиться вище горизонтальної площини,
-ξ - отріцатель�Радіонавігаційна система для вимірювання кута тангажа літального апарату, відрізняється тим, що в точці з відомими координатами розташований передавач, вихід якого підключений до входу передавальної антени, і розташована на борту літального апарату приймальна антена, вихід якого підключений до входу секції круглого хвилеводу з вбудованою всередину четвертьволновой фазової пластиною, вихід якого підключений до входу лінійного поляризаційного роздільника, два виходи якого підключені до відповідних двох входах фазового кутового дискримінатора, вихід якого підключений до входу індикатор, шкала якого прокалібрована в градусах кута тангажа літального апарату, причому передавальна антена виконана у вигляді слабонаправленного в горизонтальній площині рупора з горизонтальною власної поляризацією, вектор напруженості електричного поля випромінюваних горизонтально лінійно-поляризованих електромагнітних хвиль збігається з горизонтальною площиною, приймальна антена виконана у вигляді круглого рупора, вісь симетрії якого перпендикулярна напрямку руху літального апарату, четвертьволновая фазова пластина орієнтована під кутом -45° до широкій стінці прямокутного хвилеводу одного з плечей лінійного поляризаційного ра�тикальной і поздовжньої осями літального апарату відповідно.



 

Схожі патенти:

Спосіб визначення пеленга і пристрій для його здійснення

Група винаходів відноситься до радіопеленгації і може використовуватися для визначення пеленга джерела (джерел) радіовипромінювання (ІРІ). Досягнутий технічний результат - підвищення точності визначення пеленга за рахунок зменшення впливу імпульсних перешкод і моментів перемикання абонентів. Зазначений результат досягається за рахунок того, що значення поодиноких пеленгів групують за напрямами джерела радіовипромінювання (ІРІ), в кожному з яких виконують накопичення ознак виявлення і визначають максимальні значення в кожній групі, яким відповідають усереднені напрямки ІРІ в кожній групі. Пристрій для визначення пеленга містить послідовно з'єднані антену, яка складається з L вібраторів, розташованих по колу, і центрального вібратора, комутатор та блок визначення одиночних пеленгів, а також містить блок управління, блок роздільного накопичення ознак виявлення (БРНПО) і формувач кутових координат, певним чином з'єднані між собою. 2 н. і 2 з.п. ф-ли, 5 іл.

Спосіб пеленгації джерела радіовипромінювання

Винахід може бути використано в комплексах визначення місцезнаходження джерел радіовипромінювання. Досягнутий технічний результат - забезпечення можливості пеленгування слабких сигналів. Спосіб пеленгування включає когерентний прийом прямих радіосигналів пеленгаційної антеною ґратами, а також прийом ретранслированного сигналу джерела додатковою антеною. Висока чутливість при виявленні сигналу досягається за рахунок знаходження взаємної кореляційної функції прямого і ретранслированного сигналу, а пеленгація проводиться на основі аналізу відносних фазових характеристик взаємних кореляційних функцій ретранслированного сигналу і сигналів, прийнятих кожною із пеленгационних антен. 1 іл.

Радіонавігаційна система для вимірювання пеленга рухомого об'єкта

Винахід відноситься до радіонавігації і може використовуватися в радіонавігаційних системах для вимірювання кутових координат рухомих об'єктів в азимутальній або угломестной площинах відносно заданого наземним радіомаяком напрямку. Суть винаходу полягає в тому, що радіомаяк одночасно з двох просторово рознесених у площині вимірів точок з відомими координатами випромінює ортогонально лінійно поляризованих електромагнітні хвилі з рівними амплітудами, фазами і довжинами хвиль. При цьому інформація про кутовому положенні рухомого об'єкта міститься в різниці фаз між прийнятими на борту рухомого об'єкта ортогонально лінійно поляризованими електромагнітними хвилями і вимірюється щодо равносигнального напрямку, що збігається з нормаллю до середини бази, утвореної передавальними антенами. Досягнутий технічний результат винаходу - швидкодія і точність вимірювань при наявності жорстких обмежень на габарити приймальної антени рухомого об'єкта, більш висока точність вимірювань на равносигнальном напрямку і на напрямках, близьких до равносигнальному, за рахунок більшої крутизни пеленгаційної характеристикою камуфляжу ріп

Радиопеленгатор

Винахід може бути використано в системах спостереження за радіотехнічної обстановкою в складі комплексу або як самостійний пристрій. Заявлений радиопеленгатор містить п'ять антен, підсилювач високої частоти, два перебудовуються гетеродина, спрямований відгалужувач, контрольний генератор, п'ять змішувачів високої частоти, п'ять попередніх підсилювачів проміжної частоти, шість полосно-пропускають фільтрів проміжної частоти, чотири змішувача проміжної частоти, чотири смугові фільтри другої проміжної частоти, чотири підсилювача проміжної частоти з обмеженням по радиовходу і з логарифмічною характеристикою за відеовиходу, два квадратурних фазових детектора, частотний дискримінатор, цифрову схему управління, електрично програмована постійне запам'ятовуючий пристрій, аналоговий суматор, блок аналого-цифрових перетворювачів, порогове пристрій і обчислювач пеленгів, визначеним чином з'єднані між собою. Досягнутий технічний результат - підвищення завадостійкості і точність пеленгації в широкому частотному діапазоні вхідних сигналів, а також забезпечення повної глибини вбудованого контролю радиопеленг

Триангуляционно-гіперболічний спосіб визначення координат радіовипромінювальних повітряних об'єктів у просторі

Триангуляционно-гіперболічний спосіб визначення координат радіовипромінювальних повітряних об'єктів (РПО) у просторі відноситься до області пасивної локації і може бути використаний для розв'язання задач визначення координат РВО і траєкторій їх руху в просторі при використанні базово-кореляційного методу. Досягнутий технічний результат - підвищення пропускної спроможності багатопозиційної системи пасивної локації. Спосіб полягає у вимірюванні на всіх приймальних пунктах: на одному центральному та кількох периферійних пунктах, кутових координат РВО і різниць дальності між центральним та периферійними приймальними пунктами. Визначення координат здійснюють у два етапи: на першому етапі визначають строб розташування РВО, одержуваного на підставі кутових координат цього джерела, виміряних центральним і всіма периферійними приймальними пунктами (триангуляционний спосіб). На другому етапі в отриманому стробе обчислюють різницю дальностей між центральним і всіма периферійними приймальними пунктами, визначають точне місце знаходження РВО в просторі. На кожному периферійному приймальному пункті для вимірювання різниці часу запізнювання сигналу по команді з центемними пунктами (використання гіперболічного способу). 4 іл.

Пристрій для визначення напрямку на джерело сигналу

Винахід відноситься до вимірювальної техніки, зокрема до пеленгаторам, і призначене для забезпечення можливості сканування діапазону частот, селекції заважають джерел сигналів за амплітудою і ширині випромінюваного спектру, режекции заважаючих сигналів та визначення напряму на корисний сигнал в діапазоні частот з віддаленими частотами заважаючих сигналів

Пристрій для визначення напрямку на джерело сигналу

Винахід відноситься до вимірювальної техніки, зокрема до пеленгаторам

Спосіб прив'язки координат небесних радіоджерел до оптичної астрометрической системі координат липівка-костко-липівка (лкл, англ. lkl)

Винахід відноситься до галузі наукових і технічних проблем, досліджуваних в радіоастрономії, астрофізиці, астрометрії, геодезії та навігації, для прив'язки радионеба до оптичного неба для створення фундаментального каталогу опорних радіоджерел високої щільності, які мають оптичні ототожнення, для цілей космічної навігації, для дослідження природи небесних об'єктів у широкому діапазоні довжин хвиль, для вивчення радиорефракции в космічному просторі та уточнення раніше одержаних відомостей про космічних об'єктах в радіодіапазоні для дослідження характеристик Міжзоряному та Міжгалактичному середовищ (МЗС, МДР)

Спосіб пеленгування джерела радіосигналу і пристрій для його реалізації

Винахід відноситься до радіотехніки і може бути використане в комплексах визначення місцезнаходження джерел радіовипромінювання (ІРІ)

Спосіб автоматизованого контролю імпульсних джерел радіовипромінювань

Винахід відноситься до радіотехніки і може бути використане для визначення пеленга і частоти джерела імпульсних радіовипромінювань
Up!